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1、UCC3809 设计反激变换器（50W）介绍反激变换器的设计回顾，选择一个通讯用的 48V 输入 5V 10A 输出的规格作为样本，用它展示 UCC3809 作初级侧电流型控制固定频率工作，二次用UC3965 作基准放大的设计样板，8PinIC 仅需很少的外部元件，其等效电路如图 1，规格及材料单在后面。图 1 UCC3809 与 UCC3965 组成的反激变换器电路规格如下面表格：设计功率级反激变换电路拓扑目前有多种电源电路拓扑可供选择，每种都有优点和缺点，在作上述考虑后，如成本，复杂程度，隔离与否，输入输出的电流纹波等，我们选反激变换器，如图 2 所示。图 2 反激变换器工作原理控制方法选
2、电压控制型还是电流控制型：由于电流型控制能立即响应线路电压变化，并提供快速的过流保护，通常用峰值初级电感电流与误差放大器作比较，为此选择了 UCC3809(PWM)。其内部电流控制环包含一个小电流检测电阻用于检测初级电感电流，电阻将此电流信号波形变成电压信号并直接馈送到初级 PWM比较器。内部环路检测输入电压的变化，输出电压控制环包含输出电压与基准电压的比较部分，它将输出电压分压后送到 UC3965 的放大器反相输入端，然后驱动内部的倒相缓冲器，然后去驱动光耦，将信号变动转到初级侧的 PWM比较器。 并再去驱动开关元件，这整个控制环就决定了负载的响应速度。峰值电流型控制需要简单的补偿，有逐个脉
3、冲式电流限制，有更好的负载调整率，由于二次侧电流已经很大，将连续导通型（CCM）作为设计选择，对于初级及次级 RMS 电流，断续型（ DCM）比连续型要大两倍，所以，断续型要更大的电阻，而断续型要的滤波电容比较小。连续导通型有如下缺点，它需要更大的磁化电感去令电流成连续，在其传输函数中零点位于右半边，反馈环的稳定性受影响，我们会随后讨论之。最大占空比及匝比现在，电路拓扑及控制方法已读者讨论定案，下面要决定最大占空比Dmax.占空比是 Q1 的导通时间与周期之比，图 2 中，整个周期为 T = 1/f，D = ton/T，在 CCM 的反激变换器中，最大占空比将决定变压器的匝数比以及功率元件的最
4、大电压应力。在此设计中最大占空比选为 45%，这是因为目前多数 IC的最大占空比只有 50。CCM 的反激变换器的 DC 传输函数是：(1)此处，Vo 为输出电压 5V，V D 为 D1 二极管正向压降。Vin 为 32V72V，Vin(min) = 32VRds(on)为 MOSFETQ1 的导通电阻，假设 Rds(on)* IRMS 为 1V。N变压器匝数比，NP/NS，NP 初级匝数，NS 次级匝数。D占空比。最大占空比 0.45，出现在最低输入电压处，将这些数据代入（1）式，得到匝比为 4.37。它与初级峰值电流成反比，但与开关元件的电压应力成正比，峰值电流不会变得更高，MOSFET
5、电压应力会保持合适的低水平。匝比整合成整数 5，简化成对每个二次绕组初级都是 5 匝，重新计算后最大占空比将为48。开关频率由于磁性元件及滤波器应尽量小型化，要选尽可能高的频率。但是还要顾及磁芯损耗，栅充电电荷及高频下的开关损耗。峰值电流，随后 I2 R 损耗也增大。综合之后，根据可接受的损耗，最后选择为 70KHz 频率，在 Dmax = 48%时，ton(max) = 6.9us 。变压器设计在反激变换器中，变压器实际上是一个多绕组的耦和电感 ，变压器磁芯提供耦合及隔离，而电感量给出储能大小，储存在空气隙中的电感的能量如下式：(2)此处，E 为焦耳，L P 为初级电感，单位为享利。 Ipe
6、ak 为初级电流，单位安培。当开关导通时，D1 反向偏置，没有电流流过二次绕组，初级绕组中流过斜率如下式的电流：(3)此处，V 1N(min)与 VRds(on)已讲过，t 为 V1N(min)时的 ton(max)，输出电容 Cout 此时供给全部负载的电流。由于变换器工作在连续电流模式，I L 为充入电感的电流，它出现为此时的正向斜波电流。这一步是因二次绕组在初级导通时，还有剩余电流，当开关关断时，电流流过二次绕组的 D1，在此处成为负向斜波。再次将 Cout 充满电。并供给负载电流。基于（3）式，初级电感可以给出可接受的纹波电流I L 的计算公式。对此样板设计，I L 设置在初级峰值电流
7、的一半，对 CCM 的反激变换器设计，峰值电流按（4）式计算：(4)峰值电流算出为 5.16A, IL 为 2.58A,均方根值可由 (5)式算出。(5)用（3）式 LP 计算大约得到 80uH，出于成本考虑，对 70KHz 频率，磁芯选择 philips 公司的 3C85，由于电感由 B-H 曲线决定， Flyback 要一个大磁芯，又因工作在连续导通型，最高峰值磁密 Bsat 由饱合值限定，全部考虑之后，由（6）式给出。(6)此处，AP 即磁芯有效截面积与窗口面积的乘积（Ae*A L）K = 窗口系数 K = 0.2Bmax = Bsat = 0.33T 3C85 材料 100的数据。由（
8、6）式求出比较窗口面积(Aw)，磁芯柱截面积(Ae)以及按其数据选择EFD30 型磁芯。初级最小匝数，由下式给出: (7)基于上述结果及预先定出的匝比，二次侧的匝数即可求出，用 N = 5，得到 NP=20，N S = 4。储存在反激式变压器中空气隙的能量，因磁芯中储能极少。此外增加气隙，磁材的磁滞回线是斜线，需更高的场强才会饱合，气隙的尺寸由（8）式求出：(8)在(8)式中，气隙以 cm 计， o 为 空气导磁率，等于 410 -7H/m。Ur 为相对导磁率，气隙计算出为 0.043cm，它既可放在中心柱上，也可以放在两侧柱处。初级绕组由两根 21导线并联，第一层紧绕，第二层绕二次侧，二次侧
9、绕组由四根 18导线并联，要绕满整层与初级有最好的耦合。使用初级 80uH 的电感及 48%的最大占空比，将刚好没停在连续导通状态，进入的临界条件是：(9)根据（9）式在 32V 最低输入电压下，变换器将进入断续导通型此时负载小于 3.33A,为回到 CCM,需更大的变压器，在 48占空比时，电感得达到264.5uH。增加初级电感需要更大的磁芯，如 E41/17/2，这就需要更多的电路板空间。在连续电流模式中，另一个要讨论的是减小占空比，到 26，并继续使用80uH 反激电感 ，但是这必须考虑造成的高峰值电流，这又会增加损耗 I2R,更大的磁芯还需要一些方法去适应磁芯的面积乘积（Ap ）它取决
10、于峰值初级电流的大小，如（6）式描述。对连续型的设计，进入断续型比其它方式要好得多。断续型实际上没解决零负载，一个连续型反馈环有能力在其进入断续型时保持稳定。当然对断续型控制环的设计还没有进入连续型中避免右半部零点的问题。现有样板设计有偶然的优点如展示出的两种工作模式的工作波形，其仅取决于输入电压和负载电流。 （图 16 和 17）功率 MOSFET 的选择在反激变换器中的开关元件必须有足够高的耐压，以应对输入电压及二次的反射电压，在没有前面提到的漏感产生的尖峰之下，大约需要的 MOSFET 的耐压为：(10)此外，Vds 为所需的 MOSFET 的源漏电压。V L 由于漏感产生的电压尖峰，预
11、估为 Vin(max)的 30，附加 1.3 系数，含盖了整个范围。对于反激变换，需要的 MOSFET 的计算值为 160V。选择 IRF640。此器件的反压为 200V，连续电流为 18A，Rds(on)为 0.18。典型的栅驱动电流根据数据手册为：(11)Qmax 为栅电荷约 70nc,在栅源电压 15V 及源漏 160V 时，根据(11)式平均电源电流 IVDD 需要加到 4.9mA。MOSFET 的开关损耗及导通损耗为总损耗。(12)开关损耗系在开关时漏源电压及漏电流的交叉造成的损耗。在开启时，漏电流开始流过 FET 器件，此刻栅压已达到 Vg 阈值。漏极电流会连续上升并达到最终值。与
12、此同时，漏源电压将保持在 Vds，如早期(10)式计算。此电压仅在密勒电容开始充电后才降下来，充电时间 tch 对密勒电容是栅电阻 Rg 和栅漏密勒电容的函数。(13)在上式中，VDD 是 UCC3809 供电电压，Vgs(th)为功率 MOSFET 的栅压阈值。在关断时又返回。整个过程自行重复。MOSFET 的输出电容 Coss 造成的功耗为 1/2CV2f，整个开关损耗为：整个 MOSFET 损耗为导通损耗(12)与开关损耗之和。样板上的 IRF640 计算后功耗为 3.3W，若无合适的散热器，此器件热阻为 65/W，会导致 206结温，需用散热板令其结温低于 150，防止失效。IRF64
13、0 结到壳的热阻为 1/W，用一硅橡胶散热器提供结到壳，这样热阻为 1.26/W，散热器的热阻为 Rsa-35/W ，必须接到 25环境温度处。(14)(15)二极管的选择肖特基整流器有较低的正向压峰。考虑降低整流损耗，提高效率，选择合适的肖特基二极管，选择时主要考虑最高反向电压及峰值正向电流平均正向电流。如果最大反向电压超出，则反向漏电流即会超出规范。选择 MBR2535 VF为 0.47V,最大反压 35V。超出所需的 20V，电流也可选为二只并联，即 50A。肖特基二极管的功耗为导通损耗与反向漏电损耗之和。导通损耗的计算采用正向压降与平均正向电流乘积为 4.7W。反向漏电损耗与漏电流大小
14、相关，算出约 0.05W，散热选择也依据热阻，令其结温低于 125。输入及输出电容输入电容的选择基于其纹波电流与相关电压的比率。输入电流波形见图3。为在开关导通及关断时由输入电容支撑的实际电流，其均方根值在导通时用RMS，在关断时用平均电流计算。由于本例占空比约 50，所以导通时之RMS 总等于总输入的 RMS 电流，最小电容由下式给出。(16)在上式中，Irms 为均方根电流。V 为可接受的纹波电压。用两支 SXE电容(150uF)并联，可满足需要。再加上 1uF 的瓷片电容与之并联，作高频纹波电流的旁路。图 3 输入电容电流波形 图 4 输出电容电流波形输出电容也采用低等效串联电阻(ESR
15、)由纹波电流与电压比来定出。在主MOSFET 导通时，电容供负载能量，在 MOSFET 关断时，二极管整流后则电容用来充电储能，输出负载直接取能量，输出 10A 电流计算出的 RMS 电流为14A；要 4 支 330uF 三洋 OSCON 电解电容并联。设置 UCC3809 IC 的工作状态UCC3809 为主控 IC，主要为低成本及高效率。其特色可调最大占空比、可调软起动、欠压保护，并有很低的工作电流。VDD 偏压及欠压保护VDD 采用一个恒流偏置电路，如图 5；为减小变压器成本，不用 自举绕组，它还可防止使用电阻降压起动消耗更多功耗。这是一种适于宽输入电压范围的设计，电流偏置等效电路给出足
16、够的栅驱动电流，它由(11)式给出。此外，最大的 IVDD 电流需要以 IC 内部结温工作。图 5 恒流偏置齐纳二极管 D1 减小了 PNP 管的 VBE 压降，设置了恒压给射极电阻 Re，形成发射极恒流。选择控制电阻 Rc，以确保晶体管处在激活状态。所有这些元件的功耗都以 SMD 元件完成，供电漏入电流可达 25mA；D2 加入可使 IC 的功耗减小。UCC3809 有两个不同的欠压锁定电平，脱线使用时可以选择宽阈值的为-2器件，dc/dc 可选-1，以使令 IC 稳定工作在相应区域，保证输出驱动能力。去耦VDD 端子和 VREF 端子要加去耦电容，去耦电容要求低 ESR 及 ESL 的瓷片电容。而且要紧靠 IC 相应端子，直接回到 GND 以确保高频性能。因为 VREF为许多内外电路提供了供电，此电容最好要达到
