《老树发新芽_el34和kt88通用胆机(一)》由会员分享，可在线阅读，更多相关《老树发新芽_el34和kt88通用胆机(一)（30页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、1老树发新芽 EL34 和 KT88 推挽胆机（一）2011 年 12 月，我开始实施筹划很久的将 300B 推挽胆机改用 KT88 和 EL34 的计划。原来的机器底盘、一对输出变压器、1 只扼流圈、8 个高压大容量电解都不变，其余从电源到元器件和接线都有修改。每个双休日从杭州回到绍兴家中就一头扎进工作间，有时连续忙乎到第二天凌晨 3 点才去睡觉。2012 年 12 月，机器开始发声调试，到 2015 年 9 月第 4次修改完成，历经 4 年时间，终于磨好一剑。KT88 和 EL34 推挽机改好后，信噪比很高，达到 95db，音量电位器开到最大，耳朵紧贴音箱也听不到一点哼声和噪音，背景非常干
2、净。实际听感也很好，高频细节很多且柔顺，中频醇厚饱满，人声尤其好，低频力度很足且富有弹性，高低频两端延伸很宽，整体音场很开阔，声音很开扬，比原来 300B 失真小。下图是 EL34 推挽正在工作。改制推挽机时的主要工程量是：（1） 局部修改线路：由于没有采用直热管，旁热管阴极中毒问题没有直热管那么突出，所以取消高压延时电路。前级音调的衰减和提升从15db 改为6db，电位器改为 B 型（直线型） 。倒相级的恒流源改回最初的五极电子管，采用EF89。设置功率管三极管接法和超线性接法转换开关，用于切换工作状态。电源滤波改为 CLC，每声道的后级高压增加第一级 C 滤波，采用法国苏伦 4.7uf M
3、KP 电容和德国 ROE 1uf MKT 电容并联成 28uf，第二级 10H 电感滤波保持不变。每声道的前级高压增加第一级 C 滤波，采用德国西门子与松下合作的S+M 电容 660uf/400V（made in germany）两个串联，并且增加第二级 5H 电感滤波。（2） 局部修改用料：100K 音量电位器改为 100K 24 档步进电位器，以求改善左右2声道平衡度。前级 SRPP 电路放大管改用 12AU7（ECC82）代替原来的6N11（ECC88）,以达到在不改变前级稳压电路前提下使前级放大管的工作点处于 A 类的目的。由于 12AT7 有更高跨导（5.5 mA/V）和放大系数（6
4、0）及较适合的阳极电流（10mA） ，作阴极跟随器时将有更小输出电阻和更大的电流驱动能力，所以仿照麦景图 MC-275，阴随推动级的电子管改用与 12AZ7 等效的 12AT7 代替原来的 5814A（ECC82） 。（3） 重新设计制作电源变压器。原因有四：1、原来并不想重绕变压器，但做负荷实验时一个整流桥击穿而导致变压器被烧；2、原来只有一个负偏压绕组，两声道公用，在没有条件做去耦测试的情况下，将影响声道分离度；3、灯丝改全交流供电，需增加灯丝绕组中心抽头；4、为改为用旁热式电子管整流做好准备高压绕组抽头要精确，两组电压要一致，以便由两组桥式硅整流合并为一组全波电子管整流，并且预留整流管的
5、 5V 灯丝绕组。（4） 增加元件或修改部分元件参数（a）增加元件：主要是增加五极管的栅极抑制电阻。五极管的的跨导比较高，有可能产生射频振荡。根据 Morgan Jones 所著的电子管放大器的论述，EL34 和 KT88 的栅极抑制电阻采用 1.2K。（b）修改部分元件参数：主要是输入级的阴极交流旁路电容容量原先采用1000uf，可能并不合适，需要经过计算重新选择。（一）设计制作电源变压器和整流元件选择一、次级电流功率计算1、后级高压电流：KT88 最大电流 固定偏压-59V ，超线性，Va453V，2140mA=280mA实际：Va400V，三极管接法，固定偏压-40V，2100mA=20
6、0mA 后级高压功率：电感负载桥式最大 1.13700.282=228W，实际1.13700.22=162.8W，2、前级高压电流：工作点电流 212AU7_23.5mA，6E2_21mA,6SN7_25mA，稳压管电流 26mA，EF89 的帘栅极电流_23mA,12AT7_27.5mA,合计 52mA ,最大不会超过 64mA。功率(电容负载桥式)最大 1.563400.0642=67.89W=68W3、后级灯丝电流：1.6A2=3.2A，功率 6.33.22=40.32W4、前级灯丝电流：6.3V6E2_0.3A，6SN7_0.6A， EF89_0.2A,合计 1.12=2.2A ,功率
7、 6.32.2=13.9W。12.6V12AU7_0.15A ,12AT7 _0.15A,合计 0.156=0.9A，功率 12.60.9=11.3W加上预留负栅压电子管整流 EZ81 的灯丝供电 1.2A，共计32.44W。5、预留电子管整流灯丝电流：后级用 5Z8P，5.75A；前级用 5Z4P，2.2A,39.85W 。总计 77.41W。6、负偏压电流：主要是 12AT7 的阴极电流 15mA。改用 12BH7 时，阴极电流 18mA。功率(电容负载桥式)1.561410.0182=7.9W合计：最大2286840.377.417.9=421.6W 实际约 250W初级功率最大 397
8、.3/0.9=441W，电流 2.0A。实际 250/0.9=278W,电流 1.27A二、变压器制作英国缺口铁芯，B=10000GS，13311070mm，舌宽 44mm,截面 30.82，N=1.5N/V,3窗口：66mm22，除去骨架占用的，实际 61.719.15（1） 灯丝：为了使 6.3V 绕组的中心抽头准确，圈数改为 10N，在第 5 匝处抽头，改匝比为 N=1.5873N/V。电流 3.2A，线径 D=0.73.2=1.25,外径 1.33。2 组6.3VKT884 灯丝，20N；2 组 6.3V前级左右声道灯丝和 EZ811(负栅压整流)灯丝，20N；1 组 12.6V前级部
9、分管子灯丝，20N；在第 10 匝处抽头；4组 5V为改电子管整流预留：5z8p15z4p1,48N=32N,合计 92 匝，1 层46 匝，2 层正好可以绕下，厚度：21.330.05=2.71，29 米 S=1.232，M=0.32（2） 前级高压 1、2：340V2，540N2，电流 0.127A（晶体管整流时实际 0.06A，改电子管整流时两绕组合并，0.12A ） ，线径 D=0.70.127=0.25,外径 0.275，一层 224N，2.41 层（2.5）2=5，厚度 50.275+30.05=1.525，342 米，S=0.0492,M=0.15（3） 后级高压 1、2：370
10、V2 50V20V300V,300V20V50V，头80N31N476N尾，头476N31N80N尾， 587N2,电流 0.4A（晶体管整流时实际 0.2A，改电子管整流时两绕组合并，0.4A）线径 D=0.70.4=0.44,外径 0.49，一层 126N，4.66 层2=9.32，10 层，厚度100.4980.05=5.3，391 米S=0.152,M=0.53（4） 负偏压 1、2：140V2，222N2，0.08A，线径 D=0.70.08=0.19,0.19线外径 0.21，一层 293N，1.5 层（2） ，接着后级高压绕组绕，绕满后回头再绕，算 1 层厚度：0.210.05=
11、0.26，128 米（实际值，用已有线）（5） 初级：220V+10V=230V,349N+16N=365N，电流 2A，线径 D=0.72=0.989，外径1.07，一层 57N，6.4 层（7） ，厚度 71.0740.05=7.69，137 米, S=0.7852,M=0.96（6） 屏蔽层 0.11.150.15=0.4（7） 绕组间绝缘：40.05=0.2（8） 线包总厚度：2.71+1.252+5.3+0.26+7.69+0.4+0.2=17. 812mm,窗口还剩余 22-417.812=4.188mm，可以绕下。导线重量计算公式：M=（14000）dL :比重，铜： 8.89g
12、/cm；铝：2.7g/cm 。 ：圆周率 d：线芯直径。单位： L:长度，单位：米。重量 M=8.89SL三、整流元件选择整流元件必须留出足够的电压电流余量，否则一旦击穿，直接后果就是烧毁电源变压器，而此时保险丝往往是没有熔断的。由于次级高压绕组整流滤波输出电压达到 450V，所以整流二极管的反向电压必须大于其 2 倍，选用 1000V/35A 整流桥。感到纠结的是要求高可靠性的负偏压整流元件的选择。手头有快恢复二极管 FR-107（1000V，1A），负偏压电路的最大负载电流主要来自阴极跟随器，最大电流 20mA，能不能用？根据 Morgan Jones 的著作电子管放大器，C 滤波电路中整
13、流二极管给滤波电容充电的脉动电流是：ip=2fcVpSin(2ft)其中：f=50HZ, =3.14，c：滤波电容容量（本案 2200uf），Vp:次级电压峰值（本案：140V1.414=198V）, Sin(2ft)中的 t 是充电脉冲时间 1ms，括号内的值是弧度，代入上式：ip=23.14500.0022198Sin(23.14500.001)=136.78Sin（0.314）=136.780.31=42A查手册 FR-107 正向峰值浪涌电流 Ifsm=30A，小于充电回路浪涌电流计算值，采用有风险，于是在已有的元件中选用 600V800V ，10A 的整流桥，正向峰值浪涌电流Ifsm
14、=200A。整流桥都采用日本原装进口的（东芝 10J4B41 和新电元 S10VB60）。下图是 KT88 推挽正在工作：5改好的电路图如下。678图中括号外是供电 220V 时实测电压值，括号内是供电 225V 时实测电压值。变压器绕组直流电阻在热态时增大，测出的电压也比冷态时低 3V，图中数值是工作 6 小时后的值。（二）各级电子管工作点的选择正确选择电子管的工作点是非常重要的。对于 A 类放大，正确的工作点应该是选在VgIa 特性曲线直线段的中点，这时失真最小，声音听感也最好。有的电路将工作点选在VgIa 特性曲线弯曲段，靠近屏流的截止区，电子管工作在小电流状态，实际上是处于AB 类放大
15、状态，信号振幅大时，就会出现截止失真，设备已经不是工作于高保真状态了。电子管手册给出的特性曲线是正确选择电子管的工作点的依据，一般用作图法来选择。（1）前级工作点的选择为什么要用 12AU7（ECC82）代替原来的 6N11（ECC88）？一是因为 Morgan Jones 在电子管放大器一书中曾推荐用 ECC82 做前置线路放大，认为它的输入电容最小，而其他低失真的*SN7 和*N7 的管子 Cin 都大于 50pf，将使 f-3db=106KHZ（理想值为 131KHZ） ，导致 20KHZ 处频响下跌 0.15db。二是因为用示波器观察第二级 SRPP 电路输出到倒相级栅极方波响应波形有失真，且主要是在信号的下半周的截止失真。原因是：原来电路 6N11（ECC88）的阴极电阻是 1K，负偏电压是 3.5V，阳极电压是约 100V，从 VgIa 特性曲线查出，这样的工作点位于曲线弯曲段的下方，已经很接近阳极电流的截止点，信号振幅大时，就产生了截止失真。要使 6N11（ECC88）工作于 A 类，就要把工作点选在 VgIa 特性曲线直线段的中点。作图得出：当 Va=100V，Vg=-2.1V 时，Ia=10mA，Rk=220 欧，这就是 6N11（ECC88 ）工作于 A 类的工作点。见下图：9如果将 6N11（ECC88）的工作点改为
