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1、1,6.3 VSR空间矢量PWM(SVPWM) 控制,空间矢量PWM(SVPWM)控制策略是依据变流器空间(电流)矢量切换来控制变流器的一种控制策略。 主要思路在于抛弃了原有的正弦波脉宽调制(SPWM)，而是采用逆变器空间电压矢量的切换以获得准圆形旋转磁场， 从而在不高的开关频(13kHz)条件下，使交流电动机获得了较SPWM控制更好的性能， 主要表现在：SVPWM提高了电压型逆变器的电压利用率和电动机的动态响应性能，同时还减小了电动机的转矩脉动等。,2,SVPWM 与SPWM 的比较,SVPWM更加直接地控制了交流电动机的旋转磁场，虽然SVPWM不输出三相平衡PWM波形，但它不仅在静态，甚至
2、在暂态期间都能形成准圆形旋转磁场。 常规的SPWM则将控制重点集中在波形的改进上，以至在不高的开关频率条件下，难以产生较为完善的正弦波电压，即使开关频率较高，由于电压型变流器固有的开关死区延时，从而降低了电压利用率，甚至使波形畸变，因而难以获得更为满意的交流电动机驱动性能。,3,用于VSR直流电流控制中的SVPWM技术的类型,其一是基于固定开关频率的SVPWM电流控制，即利用同步旋转坐标系(d，q)中电流调节器输出的空间电压矢量指令，再采用SVPWM使VSR的空间电压矢量跟踪电压矢量指令，从而达到电流控制的目的； 其二是利用基于滞环电流控制的SVPWM，即利用电流偏差矢量或电流偏差变化率矢量空
3、间分布给出最佳的电压矢量切换，使电流偏差控制在滞环宽度以内，这实际上是一种变开关频率的SVPWM。,4,6.3.1 SVPWM一般问题讨论1. 三相VSR空间电压矢量分布,某一开关组合就对应一条空间矢量。该开关组合时的Va0、Vb0、Vc0即为该空间矢量，在三轴(a，b，c)上的投影。,5,复平面内定义的电压空间矢量,如果 是角频率为的三相对称正弦波电压,那么矢量V即为模为相电压峰值,且以角频率按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空间矢量V在三轴(a，b，c)上的投影就是对称的三相正弦量。,6,2. 空间电压矢量的合成,对于任一给定的空间电压矢量，均可由8条三相VSR空间电压矢量合成，,6条模为
4、的空间电压矢量将复平面均分成六个扇形区域IVI对于任一扇形区域中的电压矢量，均可由该扇形区两边的VSR空间电压矢量来合成。 如果V*在复平面上匀速旋转，就对应得到了三相对称的正弦量。 由于开关频率和矢量组合的限制，V*的合成矢量只能以某一步进速度旋转，从而使矢量端点运动轨迹为一多边形准圆轨迹。,7,电压空间矢量V*的几种合成方法,方法一：该方法将零矢量均匀地分布在矢量V*的起、终点上，然后依次由V1、V2按三角形方法合成，如图a所示。 从该合成法的开关函数波形(见图b)分析，一个开关周期中，VSR上桥臂功率开关管共开关4次。,（a） V*合成 （b）开关函数波形,8,频谱分布,（c）频谱分布,
5、由于开关函数波形不对称，因此PWM谐波分量主要集中在开关频率fa及2fa，其频谱分布如图c所示。显然，在频率fa处的谐波幅值较大。,9,方法二：方法二的矢量合成与方法一不同的是，除零矢量外，V*依次由V1、V2、V1合成，并从V*矢量中点截出两个三角形，如图a所示。 由图b的PWM开关函数波形分析，一个开关周期中VSR上桥臂功率开关管共开关4次，且波形对称。,（a）合成 （b）开关函数波形,10,PWM谐波分量仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近，谐波幅值显然比方法一有所降低，其频谱分布c所示。,（c）频谱分布,11,方法三：方法三将零矢量周期分成三段，其中矢量V*的起、终点上均匀地分布矢量V
6、0，而在矢量V*中点处分布矢量V7。除零矢量外，矢量V*的合成与方法二类似，即均以矢量V*中点截出两个三角形，V*的合成矢量如图a所示。 从开关函数波形(见图b)可以看出，在一个PWM开关周期，该方法使VSR桥臂功率管开关6次，且波形对称。,（a）V*合成 （b）开关函数波形,12,PWM谐波仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近。 在频率附近处的谐波幅值降低十分明显，其频谱分布如图c所示。,（c）频谱分布,13,6.3.2 三相VSR空间电压矢量PWM(SVPWM)控制,SVPWM的三相VSR控制则有下列突出优点： (1) 与SPWM控制相比，其三相VSR直流电压利用率提高了154%。 (2)
7、 与SPWM控制相比，相同的波形品质条件下，SVPWM控制具有较低的开关频率，且平均约降低30%，从而有效地降低了功率开关管的开关损耗。 (3) 与SPWM控制相比，SVPWM控制具有更好的动态性能。当采用SVPWM进行VSR电流控制时，可以根据被跟踪的电流矢量，优化选择三相VSR空间电压矢量进行PWM电流跟踪控制，,14,三相VSR SVPWM电流控制类型,1.通过三相VSR电流环运算获得空间指令电压矢量，然后通过VSR空间电压矢量的合成，使实际的空间电压矢量逼近指令电压矢量，以达到电流控制的目的； 这类SVPWM电流控制方案，一般用于动态电流响应要求不高的正弦波电流跟踪控制场合，如高功率因
8、数整流器、无功补偿装置等。 这主要是由于其指令电压矢量受VSR系统及控制滞后扰动的影响，因而不易取得十分理想的动态电流响应。,15,三相VSR SVPWM电流控制类型,2.将滞环控制与SVPWM控制相结合，通过VSR空间电压矢量的实时切换，使电流误差被限制在一个给定滞环内，从而获得电流的高品质控制。 这类SVPWM电流控制方案，因其快速的电流响应和较好的系统鲁棒性，常用于诸如有源滤波器等要求快速电流响应控制的系统中。 这类控制方案将滞环控制与SVPWM控制有机地结合起来，在取得快速电流响应的同时，降低了开关频率，提高了系统运行效率。,16,这种控制策略是将指令电流 与反馈电流 通过定环宽的滞环
9、比较单元，输出相应的比较状态值Ba、 Bb、Bc,并通过对指令电压矢量V*的区域判别，最终由空间电压矢量选择逻辑，输出一个合适的Vk（k=0，7），从而使三相VSR电流跟踪指令电流。,1.基于不定频滞环的SVPWM电流控制（原理框图如图所示）,17,（2）控制规则与Vk（k=0，7）的选择,一旦指令电压矢量V*及误差电流矢量I确定之后，两矢量空间的区域位置也随之确定，为实现电流跟踪控制，则必须选择一个合适的三相空间电压矢量Vk （k=0，7），使误差电流变化率矢量dI/dt与误差电流矢量I的方向始终相反。 当开关频率足够高时，误差电流矢量的模 就被限制在一定的滞环宽度以内，从而实现了三相VSR
10、电流踪控制。,18,Vk的选择对电流跟踪的影响,当矢量I 、V* 在空间的区域确定后，可选择多条Vk满足上述要求。 若选取的Vk使其对应的误差电流变化率矢量的模 越大，其电流跟踪速度越快，若采用固定的滞环宽度，则开关频率也会增加； 当选取的Vk使其对应的误差变化率矢量的模 越小，其电流跟踪速度越慢，相应的开关频率会降低。 为了限制不定频滞环SVPWM电流控制时的电流变化率，应选择Vk ，使其对应的误差电流变化率矢量的模 最小。,19,设定滞环宽时，三相VSR不定频滞环SVPWM电流控制规则,规则1：当 时，选择三相VSR空间电压矢量Vk（k=0，7），使其对应的 具有与误差电流矢量I方向相反的
11、最小分量，以确保电流矢量，在跟踪指令电流矢量I*的同时，限制电流变化率，以抑制电流谐波。 规则 2：当 时，原有Vk （k=0，7）不切换，从而在限制平均开关频率的同时，增加了SVPWM控制的稳定性。,20,采用规则2控制时，Vk 的选择（如图所示 ）,当位于、区域构成的平行四边形区域时，应选择V1； 当位于、区域构成的平行四边形区域时，应选择V2； 当位于、区域构成的平行四边形区域时，应选择V0、V7。,当V*在I区时，可能选择的电压矢量为V1、V2、V0、V7。 再由I区域与V*区域的相对几何关系分析，,21,（3）不定频滞环优化SVPWM电流控制,优化的SVPWM电流控制策略是： 即 值
12、过大时，采用响应最快的SVPWM电流控制规则，以进行快速电流跟踪控制； 而当 值相对较小时，即保持原有的控制规则，以限制开关频率，并抑制电流谐波。,这是一种双滞环的SVPWM电流控制，如图所示。 图中，内滞环宽度为IW ，而外滞环宽为IW+IW 。,22,优化的不定频滞环SVPWM控制规则,规则1： 当 时，选择VK（k=0，7），使其对应的 具有与I方向相反的最大分量，从而使I以最快速度跟踪。 规则2： 当 时，选择VK （k=0，7），使其对应的 具有与I方向相反的最小分量，从而使I在跟踪I*的同时，限制电流变化率，以抑制电流谐波。 规则3： 当 时，原有VK （k=0，7）不切换，从而限
13、制功率开关管的开关频率，增加电流控制的稳定性。,23,2. 基于定频滞环的SVPWM电流控制,在大功率VSR设计中，应尽可能保持VSR功率开关管的开关频率固定，以减少功率开关管应力及开关损耗。 另一方面，由于VSR为Boost AC/DC变换器，因而在直流电压一定的条件下，较低的交流网侧电压设计，将导致装置损耗增大。 因此应尽量提高VSR电压利用率，从而相对提高交流网侧电压设计，以降低大功率VSR损耗。 显然，针对一些电流响应要求高的大功率VSR，可采用开关频率固定的滞环SVPWM电流控制。,24,定频滞环SVPWM电流控制的实现 控制结构如图所示,引入锁相环控制，以动态调整内、外滞环宽度，从而获得定频滞环SVPWM电流控制 。,当外滞环比较单元判定指令电压矢量V*所在的平行四边形区域时，实际上只有两个相间电流误差可以独立控制。,
