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1、LLC工作原理要了解LLC，就要先了解软开关。对于普通的拓扑而言，在开关管开关时，MOSFET的D-S间的电压与电流产生交叠，因此产生开关损耗。如图所示。为了减小开关时的交叠，人们提出了零电流开关（ZCS)和零电压开关(ZVS)两种软开关的方法。对于ZCS：使开关管的电流在开通时保持在零，在关断前使电流降到零。对于ZVS:使开关管的电压在开通前降到零，在关断时保持为零。最早的软开关技术是采用有损缓冲电路来实现。从能量的角度来看，它是将开关损耗转移到缓冲电路中消耗掉，从而改善开关管的工作条件。这种方法对变换器的效率没有提高，甚至会使效率降低。目前所研究的软开关技术不再采用有损缓冲电路，这种技术真
2、正减小了开关损耗，而不是损耗的转移，这就是谐振技术。而谐振变换器又分为全谐振变换器，准谐振变换器，零开关PWM变换器和零转换PWM变换器。全谐振变换器的谐振元件一直谐振工作，而准谐振变换器的谐振元件只参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。零开关PWM变换器是在准谐振的基础上加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程。零转换PWM变换器的辅助谐振电路只是在开关管开关时工作一段时间，其它时间则停止工作。全谐振变换器主要由开关网络和谐振槽路组成，它使得流过开关管的电流变为正弦而不是方波，然后设法使开关管在某一时刻导通，实现零电压或零电流开关。对于LLC而言，通常让开关管在电流为负时导通。在导通前
3、，电流从开关管的体内二极管流过，开关管D-S之间电压被箝位在0V（忽略二极管压降），此时开通二极管，可以实现零电压开通；在关断前，由于D-S间的电容电压为0v而且不能突变，因此也近似于零电压关断。从上面的分析可以看出，要实现零电压开关，开关管的电压必须滞后于电流。因此必须使谐振槽路始终工作在感性状态。对于LLC，其变压器可以等效为激磁电感与理想变压器的并联。当工作在重载的情况下的时候，由漏感，谐振电容和负载构成串联谐振回路。谐振频率为:当LLC工作在空载的时候，由漏感，激磁电感和谐振电容构成串联谐振回路。谐振频率为：从上面我们可以看到在空载时的谐振频率要低于带载时的谐振频率。从其本质上看，LL
4、C电路实际上就是有两个谐振点的串联谐振电路。对于谐振电路而言，要使其呈现感性状态，必须使外加激励的频率高于谐振频率。因此对于LLC，其最小开关频率不能低于fR2. 从开关频率与谐振频率的关系来看，LLC的工作状态分为fs=fR1, fsfR1,fR2fsfR1时的工作情况。当fs=fR1,fsfR1时，励磁电感不参与谐振，其特性就是一个串联谐振的特性。在t0时刻前，Q1关断，Q2导通，谐振电流通过变压器耦合到副边，副边二极管D1关断，D2导通，向负载传递能量。变压器两端的电压被输出箝位，励磁电流线性增大。到t0时刻，下管Q2关断。原边谐振电流向Coss1和Coss2充电，使Q1两端电压在死区结
5、束前能降到0。由于fsfR1,此时谐振电流大于励磁电流。因此谐振电流迅速减小到励磁电流。在谐振电流减小到励磁电流前，变压器副边仍有电流流动，变压器原边仍被箝位，因此谐振电流的下降斜率为（Vc-n.Vo)/Lr, Vc为谐振电容上的电压。副边整流二极管D2上的电流逐渐减小，当协整电流等于励磁电流的时候，D2的电流减小到0，实现ZCS.在t1时刻前，Q1两端的电压为零，励磁电流通过Q1的体二极管流通。此时使Q1开通，Q1便是ZVS。Q1导通后，Ls,Cr开始另一半周的谐振。副边二极管D1导通。在t2时刻，谐振电流反向。直至t3时刻Q1关断，开始另一半周的工作，其工作过程与t0-t3相同。由上面的分
6、析和波形可以看出，当fsfR1时，LLC原边实现ZVS，副边实现ZCS，副边二极管工作在电流断续的状态。我们再来看一下当fR2fsfR1时候的情况。当fR2fsfR1时，开关周期长于谐振周期，原边激磁电感将参与工作。这种工作状态，也正是LLC与传统的串联谐振电路的区别所在。在t0时刻，上管Q1导通，下管关断。Ls与Cr谐振，谐振电流反向流过Q1，副边二极管D1导通，向负载提供能量。变压器原边被输出箝位，励磁电流线性增大。在t1时刻，谐振电流反向，正向通过Q1。由于fsfR1,开关周期长于谐振周期。因此到t2时刻，谐振电流与谐振电流相等。副边二极管电流降为0，自然关断。此后，Ls,Cr与原边激磁
7、电感Lp构成谐振，由于谐振频率很低，t2-t3的时间远小于开关周期，因此电流近似为线性变化。在t3时刻，Q1关断。原边电流向Coss2充电，使下管Q2能实现零电压开通。t4时刻，Q2导通，开始另一半周的工作。其过程与t0-t4相同。对于LLC的参数设计，主要是确定：1，所希望的特性，轻载和满载的特性，取决于K和Q；2，工作点，开关频率是高于谐振频率还是低于谐振频率，主要取决于变压器的匝比；3，确定参数，漏感和励磁电感的大小，谐振电容的容值。从前面的分析我们可以看到，LLC变换器最关键的LLC谐振槽路的设计。对于半桥网络，只提供一个频率可变，50%占空比的方波激励。对于理想变压器和输出整流网络，
8、其增益是固定不变的。因此为了更好的研究LLC谐振槽路的特性及设计，我们需要简化LLC谐振槽路的输入输出模型。对于谐振槽路，起主导作用的是激励的基波成分。因此我们用基波等效（FHA)来等效输入模型。上面是一个LLC的电路，我们可以等效为如下的等效电路。对于谐振槽路的输入端，也就是Q1,Q2连接点，我们通常称为半桥中点，其电压波形为一个幅值为Vdc的方波，经过傅里叶分解，我们可以得到它的基波为：其有效值为由于变压器副边绕组的电流为正弦波，对于全桥整流电路，此分析同样适用于全波整流，因此得到输入输出的等效后，我们可以计算谐振槽路的增益。从归一化的增益公式，我们可以看到，影响LLC增益的因素有fn,k
9、,Q. 对于fn,通常我们希望它稳态时为1。所以我们先来讨论下k的影响。我们可以改变k的数值，得到不同的Q值曲线图。从上面不同的Q值曲线上，我们可以看到，k值越小，Q值曲线越陡峭，要获取相同增益时，频率变化越小。那么K值是不是越小越好呢？答案是K值并不是越小越好。K值越小，意味着相对于相同的Lr, 励磁电感Lm要越小，开关管的损耗会增大。所以通常情况下，我们把K值取在3-7之间。当我们确定K值后，就可以得到一组Q值曲线。我们如何去理解这个Q值曲线呢？当我们的输入和输出电压固定的时候，并且变压器变比固定的时候，根据上面的公式，我们是可以得到一个固定的我们所需要的谐振槽路的增益M。当对应于某一个输
10、入电压时，我们需要谐振槽路提供的增益为Mx.我们可以在Q值曲线上画一条Mx的直线，Mx这条直线和Q值曲线相交的点，就是LLC在不同负载下的工作点。从图上我们可以看到，当负载增大时，Q值也增大，Q值曲线左移，Q值曲线与Mx相交点的频率是降低的。因此我们可以看到当负载增加的时候，LLC的工作频率是减小的。从物理意义上来讲，当负载阻抗Rac减小的时候，Lr与Cr构成的串联谐振回路上的阻抗也要减小，以维持Rac上得到的分压不变。只有通过降低频率才能使Lr和Cr构成的串联阻抗减小。因此，当负载加重时，LLC的开关频率是减小的；当负载减轻的时候，LLC的开关频率是增大的。从上面的分析我们可以看到，当输入输
11、出电压，负载以及变压器变比确定的时候，LLC的开关频率就确定了，也就是LLC的工作点是确定的了。那么我们如何去调整这个工作点呢？从上面的分析可以看出，LLC的工作点与增益有关。当谐振参数确定后，唯一能改变增益的就是变压器的变比。因此要改变LLC的开关频率，只有通过改变变压器的匝比来实现。对于LLC，还有一个很重要的参数就是Q值。我们来看一下熟悉的Q值曲线，从曲线上我们可以看到，Q值越小，Q值曲线越陡峭，Q值曲线的右侧为ZVS区域。因此我们可以找到Q值取值的最大值Qmax，它为LLC最大的直流增益Mmax与Q值曲线相交的最大值，这一点是保证在Mmax下，也就是对应最小频率下能实现ZVS的临界条件
12、。如果选择的Q值大于Qmax, LLC将会进入ZCS区域。可以通过对LLC谐振槽路的等效阻抗推导出Qmax.在设计中，为了留有一定的裕量，我们通常取Q值为Qmax的90%-95%。不管在哪个频率段，副边二极管始终是ZCS。对于单个次级二极管而言，电流始终是断续的。不知道你为什么觉得是0.5fr1? 0.5fr1也不一定就大于fr2,这要看Lm和Lr的比例。对于死区时间，是llc的一个重要参数。它跟励磁电流，MOSFET的输出电容和线路寄生电容有关。要使llc实现软开关，就要使得在死区时间内，励磁电流能抽走或者充满MOSFET的输出电容和线路上的寄生电容，才能使得LLC的mosfet的D-S两端电压能达到0v。但是如果死区时间太大的话，会使得半桥的电压利用率降低，使得原边电流增大，不利于提高效率。所以要选择合适的死区时间。不过由于LLC变压器的励磁电感比较小，励磁电流比较大，死区时间比较小。对于OCL,不知道你指的是什么。负载电流的平均值是由负载决定的，但有效值是随波形变化的。在开关频率高于谐振频率时，由于原边电流连续，副边电流相对比较平缓，有效值较低，效率相对会比较高点。
