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1、目前比较流行的低成本 超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式 通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路 TL431 和光耦 和较低的EMC 辐射省掉Y 电容 不仅省成本而且省空间 得到很多电源工程师采用 比较是新技术 目前针对PSR原边反馈开关电源方案设计的相关讯息在行业中欠缺 下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的 独特 方法 以实际为基础 要求条件 全电压输入 输出 5V 1A 符合能源之星2 之标准 符合 IEC60950和 EN55022 安规及 EMC 标准 因充电器为了方便携带 一般都要求小体积 所以针对5W 的开关电源充电器一般都采用体积较 小的 EFD 15和
2、 EPC13的变压器 此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小 做不到 如果现在还有人这样认为 那你就OUT 了 磁芯以确定 下面就分别讲讲采用EFD15和 EPC13的变压器设计5V 1A 5W 的电源变压器 1 EFD15变压器设计 目前针对小变压器磁芯 特别是小公司基本都无从得知CORE的 B H 曲线 因 PSR线路对变压器 漏感有所要求 所以从对变压器作最小漏感设计入手 已知输出电流为1A 5W 功率较小 所以铜线的电流密度选8A mm2 次级铜线直径为 SQRT 1 8 3 14 2 r2 I J r2 I J r sqrt 1 8 通过测量或查询BOBBIN 资料可以得知
3、EFD15的 BOBBIN 的幅宽为 因次级采用三重绝缘线 的三重绝缘线实际直径为 为了减小漏感把次级线圈设计为1 整层 次级杂数为 取 15Ts 因 IC 内部一般内置VDS耐压 600 650V 的 MOS 考虑到漏感尖峰 需留50 100V 的应力电压余 量 所以反射电压需控制在100V 以内 得 Vout VF n 100 即 n 100 5 1 n 取 n 得初级匝数NP 15 取 NP 248 代入上式验证 Vout VF NP NS 100 即 5 1 248 15 100 成立 确定 NP 248Ts 假设 初级 248Ts 在 BOBBIN上采用分3 层来绕 因多层绕线考虑到
4、出线间隙和次层以上不均匀 需至少留1Ts 余量 间隙 得 初级铜线可用外径为 248 3 1 对应的实际铜线直径为 太小 小于不易绕制 不可 取 假设 初级 248Ts 在 BOBBIN上采用分4 层来绕 初级铜线可用外径为 248 4 1 对应的铜线直径为 实际可用铜线直径取 IC的 VCC电压下限一般为10 12V 考虑到至少留3V 余量 取VCC电压为 15V 左右 得 NV Vnv Vout VF NS 15 5 1 15 取 38Ts 因 PSR采用 NV 线圈稳压 所以NV 的漏感也需控制 仍然按整层设计 得 NV 线径 38 1 对应的铜线直径为 实际可用铜线直径取 也可采用双线
5、并饶 先上图 此线路是采用目前兼容很多国内品牌IC 的回路 如 OB2535 CR6235 PSR线路设计需特别注意以下几处 1 RCD吸收回路 即 R2 C4 D2 R6 2 Vcc 供电和电压检测回路 即 D3 R3 R4 R10 C2 3 输出回路 即 C3 C7 D5 R11 LED1 下面分别说明以上几点需注意的地方 1 RCD吸收回路 即 R2 C4 D2 R6 大家可以看出 此RCD回路比普通的PWM 回路的 RCD多了一个R6 电阻 或许有人会忽略他的作用 但实际它对产品的稳定性起着很大的作用 看下图 VDS的波形 当开关管截止后因漏感引起的振玲会随漏感的增大而使电压跌得更低
6、更低的电压回复需要更长的时间 VDS的波形此时和VCC的波形是同步的 PSR检测电压是通过IC 内部延时4 6uS 避开这个振玲来检测后面相对平滑的电压 电压恢复时间过长导致IC 检测开始时检测到的是振玲处的电压 最总导致的结果是输出电压不稳定 甚至荡机 当然也有因变压器漏感比较小 无此电阻也可以正常工作 但一致性较难控制 此电阻的取值与RCD回路和 EMC 噪音有关 一般建议取值为150 510R 推荐使用220 330R D2 建议使用恢复时间较慢的1N4007 具体可根据漏感结合RCD来调试 2 Vcc 供电和电压检测回路 即 D3 R3 R4 R10 C2 R4 与 R10 的取值是根
7、据IC 的 VFB来计算的 但阻值取值对一般USB直接输出的产品来说 以IFB 左右来计算 若为带线式产品 因考虑到线损带来的负载调整率差 可保持 VFB电压不变 同时增大R4 和 R10 的阻值 减小IFB的电流 具体 IFB的电流取值需根据输出线材的压降来调试 如设计为5V 1A 的产品 假设输出空载为 调试的最佳状态是负载时 输出电压达到最低值 如 再增加负载 电压会因IC 内部补偿功能唤醒使输出电压回升 当负载达到时 输出电压回升到左右 之前有做过一款输出5V 1A 线长米的产品 设计时IFB 输出空载在左右 负载时输出为左右 负载1A 时输出为左右 听很多 PSR IC的 FAE说过
8、 PIN1 脚的 C5 也有此功能 但实际应用效果不明显 D3 应该大家都知道要用恢复时间较快的FR107 R3 和 C2需取相对较小的值 R3 在 VCC供电回路钟有一定的抗冲击和干扰的作用 但相对PWM 线路来讲 其取值需相对较 小 不大于10R 一般取 C2 取值不大于10UF 一般取 因为电源开启和负载切换时 VFB的电压会因C2的容量增大和R3 的限流作用导致拉低 从而使 输出产生电压尖峰 若更严重得导致PSR延时检测开启而VFB电压仍未建立 输出的电压尖峰会更高 3 输出回路 即 C3 C7 D5 R11 LED1 R11 和 LED1是输出的假负载 为避免IC 在空载进入间歇模式
9、导致输出电压不稳定而设置的 D5 的作用是防止回授失效而设置的过压保护 一般取值为 C3 C7不仅是输出滤波 而且需有足够的容量来防止PSR IC在延时检测未开启前输出电压不受控 而过冲 若容量不够 会导致输出电压过冲而被D5 钳位 被 D5 钳位到后会导致反馈线圈的电压也上升 从而出现输出电压持续在左右 且有功率损耗 D5 会严重发热 但不会马上损坏 曾经有人把这个D5 去掉了 测试发现电容容量小导致的过冲现象有 但过冲后的电压因为没有 D5 钳位而正常了 结果因此我接到了一个200K 的订单 为什么呢因为客户反映说用它对IPOD 充电时 充了一会 IPOD没充进电 而IPOD 的输入接口
10、发烫严重 甚至变形 分析原因为 产品上的D5 取掉了 到IPOD 内部在输入接口电源上有一个稳压管并联作保护 就出现了上面的电压被钳位的问题 C3 C7的取值不仅与其ESR值有关 也与变压器漏感和PSR IC延时检测的时间有关 目前有 PSR IC 厂商因其客户反映变压器要求过于严格或负载调整率差等问题讲IC 内部延时检测 时间加长到9uS 甚至 15uS 大家可以想象 通电15uS 不检测 输出电压会升到多高 一般都会冲到10 多 V 甚至 20V 这个过冲的电压的电流因为有Vsense 的限制 不会很大 可以等效为一个尖峰来处理 最直接 有效的方法是加大输出滤波电压容量和减小ESR值来吸收
11、它 使用一般的LOW ESR电容 建议使用2 颗 470UF 的并联 上图 先谈谈 PCB LAYOUT注意点 大家都知道 EMC 对地线走线毕竟有讲究 针对PSR的初级地线 可以分为4 个地线 如图中 所标示的三角地符号 这 4 个地线需采用 一点接地 的布局 1 C8 的地线为电源输入地 2 R5 的地为功率地 3 C2 的地为小信号地 4 变压器 PIN3 的地为屏蔽地 这 4 个地的交接点为C8 的负端 即 输入电压经整流桥后过C1 到 C8 地 R5 和变压器PIN3 的地分别采用单独连线直接引致C8 负端相连 连线尽量短 R5 地线因考虑到 压降和干扰应尽量宽些 C5 R10 U1
12、 PIN7和 PIN8 地线汇集致C2 负端再连接于C8 负端 若为双面板 以上 4 条地线尽量不要采用过孔连接 不得以可以采用多个过孔阵列以减小过孔压 降 以上地线布局恰当 产品的共模干扰会很小 因 PSR线路负载时工作在PFM 状态下的DCM 模式 DI DT 的增大和频率的提升 所以较难处理 的是传导150K 5M 差模干扰 就依图从左到右针对有影响EMC 的元件进行逐个分析 1 保险丝 将保险丝换用保险电阻理论上来讲对产品效率是有负面影响的 但实际表现并不明显 所以保险丝可以采用10 1W 的保险电阻来降低150K 附近的差模干扰 对通过 5 级能耗并无太大 影响 且成本也有所降低 2
13、 C1 L2 C8 PSR工作在 DCM 模式 相对而言其输入峰值电流会大很多 所以输入滤波很重要 峰值电流的增大会导致低压输入时母线电压较低 且C8 的温升也会增加 为了提高母线电压和降低C8 的温升 需提高C1的容量和使用LOW ESR的 C1和 C8 因为提高C1 的容量后 C1和 C8 的工作电压会上升 在输出功率不变的情况下 输入的峰值电 流就会降低 因 L2 的作用 实际表现为增加C1 的容量比增加C8 的容量抑制EMC 会更有效 一般取 C1 为 C8 为效果较好 若受空间限制 采用与也比采用2 个的 EMC 抑制效果好 L2 一般从成本考虑采用色环电感 因色环电感的功率有限 电
14、感量太大会严重影响效率 一般 取 330u 2mH 2mH 是效率影响开始变得明显 330u 对差模干扰的作用不够分量 为了使效率影响最低且对差 模干扰抑制较佳 建议采用1mH 因为 一点接地 的布局汇集点在C8的负端 在 C8负端输入电流的方向是经过C1 和 BD1流回输 入端 根据传导测试的原理 这样产生消极影响 所以需在C1 与 C8 的地线上作处理 有空间 的可以再中间增加磁珠跳线 空间受限可以采用PCB layout 曲线来实现 虽然效果会弱些 但相 比直线连接会改善不少 3 R6 D2 R2 C4 RCD吸收对 EMC 的影响大家都应该已经了解 这里主要说下R6 与 D2 对 EM
15、C 的影响 R6 的加入和D2 采用恢复时间较慢的1N4007 对空间辐射有一定的负作用 但对传导有益 所以在整改EMC 时此处的修改对空间辐射与传导的取舍还得引起注意 4 R5 R5 既为电流检测点也是限功率设置点 所以 R5 的取值会影响峰值电流也会影响OPP保护点 建议在 OPP满足的情况下尽量取大些 一般不低于2R 建议取 电源网讯近两年由于PSR线路简单 成本低 所以在充电器 LED驱动应用方面相当流行 模 拟方式 部分厂家是带数字控制的 如IWATT 本贴只针对较流行的DCM 模式的模拟方式的 实现的 PSR工作原理是大同小异的 只是有些参数定义不一定 但有些厂家只是给出计算公式
16、但对恒流方面 没有真正详细的讲解 在此我会和广大网友分享我对此的理解 先谈谈 CV操作模式 现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压 由于漏感的原因 在 MOS 关断后 也就是次级二极管导通瞬间 会产生一个尖峰 影响电压采样 为了避开个这个尖峰 大部分厂家都是采用延时采样 也就是在MOS 管关断一段时间后再来采样线圈电压 从而避开 漏感尖峰 PI 是在高压开关关断 采样 这种采样方式其实在以前很多芯片上的过压保护上 也都有应用 比如OB2203 和 UCC28600 NCP1377 上都有这样的应用 所以可以得到较高精度 的过压保护 还有些厂家是在下拉电阻取样上并一个小容量的电容来实现 同时建义大家吸收电路使用恢复时 间约只有2us 的 IN4007 再串一个百欧左右的电阻作吸收 可以减小漏感产生的振铃 从而减小 取样误差 得到较高采样精度 次级圈数固定 辅助绕组固定 取样精度高 比较器内部精度也 高 自然可以得到较高的输出电压精度 先写个变压器的基本公式 Np Ipk Ns Ipks 变压器次级只有一个绕组Ns Np Ipk Ns Ipks 分别 是初级圈数 初级峰值电流 次级圈数
