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1、第三章电磁干扰 EMI 噪声诊断技术 3 1传导性电磁干扰噪声诊断技术3 2传导性EMI噪声智能处理系统3 3电磁干扰EMI滤波技术 3 1传导性电磁干扰噪声诊断技术 CM与DM噪声定义 电源线电磁干扰分为两类 共模干扰信号与差模干扰信号 如图3 1所示 其中把相线 L 与地 E 中线 N 与地 E 间存在的干扰信号称之为共模 CommonMode 干扰信号 即图3 1中的电压UNE和ULE 对L N线而言 共模干扰信号可视为在L线和N线上传输的电位相等 相位相同的噪音信号 把L与N之间存在的干扰信号称作差模 DifferentialMode 干扰信号 即图3 1中的电压ULN 也可把它视为在
2、L和N线上有180o相位差的共模干扰信号 对任何电源系统内的传导干扰信号 都可用共模和差模干扰信号来表示 并且可把L E和N E上的共模干扰信号 L N上的差模干扰信号看作独立的干扰源 把L E N E和L N看作独立网络端口 以便分析和处理干扰信号和有关的滤波网络 图3 1电源线上的共模与差模干扰信号 3 1 1传导性电磁干扰噪声诊断原理一 传导性电磁干扰 EMI 噪声的模态分离方法目前国际上规定的传导性电磁干扰测量设备是线阻抗稳定网络LISN lineimpedancestabilizationnetwork 简称LISN 原理如图3 2 其核心是通过电感 电容和标准50阻抗构成的测试网络
3、 作为获得被测设备EUT所产生的传导干扰信号的接受器 线性阻抗稳定网络LISN lineimpedancestabilizationnetwork 是用来测量电子器件产生的传导性电磁干扰的标准网络 该网络可以有效屏蔽来自外部电网的高频干扰或阻止负载产生的高频干扰通过电源插座传入外部电网 同时又不影响负载正常工作下所提供的工频电流 powerlinefrequency 如国内50Hz电流 所以理论上可以有效获得噪声源产生的传导干扰信号 被测设备产生的干扰电流包括两种干扰模态 差摸电流从火线流出到零线 共摸电流经过火线和零线到地线 因此 火线和零线中的差模信号的幅值相同 相位相反 而共模信号是幅值
4、和相位都相同 在总的传导性电磁干扰信号中 共模和差模是我们设计电力滤波器的基本依据 他们来自不同的噪音源 必须被分别抑制 然而线性阻抗稳定网络只能测量电源线上总的传导性电磁干扰 并不能测出传导性电磁干扰中的共模和差模成分 所以传统的LISN已不能满足要求 在图3 2中 噪声源即或被测设备EUT为一个典型单相开关电源 SMPS LISN中的50表示测试仪器如频谱分析仪的标准阻抗 所有噪声分量由50电阻上得到 另外 L N E 分别表示相线 中线和地线 ICM和IDM则表示共模电流和差模电流 可见共模电流是由 线 对 地 产生的共模电位引起 其幅值相同且方向相同 而差模电流是由 线 与 线 之间的
5、电位差引起 其幅值相同但方向相反 图3 2用于传导性电磁干扰测量设备LISN原理 二 传导性电磁干扰 EMI 噪声的模态分离方法分类1 基于器件的模态硬分离方法传导性EMI噪声模态信号的硬分离方法目前主要采用射频变压器和0度或180度combiner两种方法 图3 3Paul分离网络 此后新加坡的See又设计出另一种识别网络 既可以同时提供具有CM DM抑制能力的信号分离电路 同时在电路中也避免了采用机械开关所带来的不利影响 See分离网络如图3 4所示 两个宽带射频变压器相连且副边线圈带中心抽头 两个输出端与EMI干扰接收机输入端相连 分别满足 相线 和 中线 上的混合模态信号的矢量 相加
6、相减 功能 于是共模和差模传导发射信号彼此分离并可以直接在EMI接收机上测量得到 此处用两个变比为2 1 且二次线圈有中间抽头的变压器来实现这种加减功能 它不需使用机械开关 为了使该网络的输入阻抗Rin与LISN网络50 的阻抗相匹配 Rin应当为50 所以R1与R2的值应当分别为100 如图所示 VCM VL VN 4 VDM VL VN 4 与上面所讲的VCM VL VN 2 VDM VL VN 2差了0 5倍 但是考虑到20lg0 5很小 这个影响可以忽略 图3 4See分离网络 更进一步 法国Mardiguaian给出了一种更简单的分离网络如图3 5所示 仅使用一个变比为2 1的带中间
7、抽头的变压器就实现了加减的功能 图3 5Mardiguian分离网络 与变压器方案不同的是 其后美国Guo又提出了采用0度 180度combiner取代变压器作分离网络如图3 6所示 分别用0度和180度的combiner实现CM和DM的模态分离和输出 功率混合器 powercombiner 在物理结构上同功率分相器 powersplitter 一样但逆向使用 功率分相器通常作为射频器件 可以将输入信号分解成两个幅度相等 相位确定的信号输出 当反向使用时就变成了一个功率混合器 虽然功率混合器在制造过程中类似一个宽带变压器 但其可以在10K 30MHz范围内维持更高的精度 此外 功率混合器还可以
8、在测量中提供恰当的输入阻抗以实现阻抗匹配 减小反射损耗 尽管采用功率混合器可以使干扰模态信号的分离性能得到很大改善 尤其在高频条件下更是如此 但其制造成本却增加不少 功率混合器通常价格昂贵 所以影响其推广使用 由公式 VCM VPhase VNeutral 3 5 VDM VPhase VNeutral 3 6 可见 无论分离网络以何种硬件形式实现 其原理均为实现火线和相线上噪声电压的相加和相减功能 图3 6Guo分离网络 2 基于算法的模态软分离方法另一方面与硬分离技术相比 借助数值计算功能来实现模态信号软分离的技术近来亦有报道 台湾的Lo提出将通过单模态硬件分离网络输出的CM或DM信号再输
9、入到计算机中 然后根据LISN检测到的实际线上干扰信号和前置单模分离网络得到的单模信号通过组合计算 最终得到另一个模态干扰信号 系统结构如图3 7所示 虽然该方法实现了软分离 但事实上由于算法中需要事先知道其中一个单模信号作为输入量 因此仍需要使用单模硬件分离网络做支撑 如图3 7 所以这只能称为半模态软分离技术 semisoftware basedmodeseparationnetwork 而并非完整的软分离方法 此外由于存在检测相位不确定因素 因此还有一定的计算误差 但总体上该方法已经使干扰信号分离功能得到加强 并使后续的传导性EMI智能化处理成为可能 Equipmentundertest
10、 待测试设备Noiseseparator 噪声分离器Spectrumanalyzer 频谱分析仪PC 电脑终端图3 7Lo分离网络 三 传导性电磁干扰噪声诊断特性分析实验装置方案1如图3 8所示 图3 8实验装置方案1示意图 分离网络CM DM输出端接HP8753C网络分析仪 输入端通过0度 180度功率分配器接HP85047A扫频信号源 10K 30M DM CM输出端接50ohmterminator 实验装置方案2如图3 9所示 图3 9实验装置方案2示意图 在低频段 我们使用SP1641B型函数信号发生器 它的频率范围为1 3MHz 在高频段 我们使用SG 4162AD 它的频率范围为1
11、00KHz 150MHz 在网络性能测试中所需的频率范围为10KHz 30MHz 0 180度splitter用以取得所需的共模或差模输入信号 虚拟仪器DSO 2902具有双通道数据采集功能 可用于采集 测试 分析和输出测量数据 以代替频谱分析仪及TG扫频源 该方案大幅降低了测试成本 但测量精度有所下降 为了对分离网络的特性进行研究 在这里定义一些参数 分别是共模插损 CMIL 差模插损 DMIL 共模抑制比 CMRR 和差模抑制比 DMRR insertionloss 简称IL rejectionration 简称RR 定义函数 S21 20log V2 V1 dB CMIL DMIL 当V
12、2与V1为同一模态的电压时 S21的值就为插入损耗 当输入电压V1和输出电压V2同为共模电压时 S21为共模差损 当输入电压V1和输出电压V2同为差模电压时 S21为差模差损 CMRR DMRR 当V2与V1为不同模态的电压时 S21的值就为抑制比 当V1为共模电压 V2为差模电压时 S21为共模抑制比 当V1为差模电压 V2为共模电压时 S21为差模抑制比 一 差模抑制比 DMRR 将差模DM信号作为输入信号 测量网络输出端的共模信号CM 理想情况下这种抑制比应当是无穷大 当然 测量结果通常因为噪声而呈现出不是理想的结果 二 共模抑制比 CMRR 将共模信号作为输入信号CM 测量网络输出端的
13、差模信号DM 理想情况下这种抑制比应当是负无穷大 三 共模插入损耗 CMIL 将共模信号作为输入信号CM 测量网络输出端的共模信号CM 理想情况下这种抑制比应当是0 四 差模插入损耗 DMIL 将差模信号DM作为输入信号 测量网络输出端的差模信号DM 理想情况下这种抑制比应当是0 这里的目的是通过这四种分离网络的建立 并进行测试 找到一种性能最优的网络 以便我们日后对噪声信号的诊断和滤波器的设计 元器件的测试在对分离网络进行测试之前 我们必须对所用到的元器件进行测试 这样在对四种网络的特性进行分析时 就可以排除元器件的干扰 而单纯是网络本身的问题 在这里 以0度spliter5号端差损测试为例
14、来说明测试中出现的问题 以及如何解决这些问题 1 测试线路 图3 10电缆长为1m时0度splitter5号端差损测试线路 3 性能特性曲线 图3 11电缆长为1m时0度splitter5号端差损特性曲线 4 结果分析 由测量数据和性能曲线可以看出 在f 10MHz以上时 0度splitter5号端插入损耗特性由2 7661逐渐减小 但是在f在15 21MHz之间插损为正值 最大值可达8 5655dB f 18M 20M后又开始衰减 在24M以后 插损为负值 最大值可达 9 4067 可以看出 0度splitter5号端插入损耗特性很差 出现了正值的情况 而且插损值非常大 与技术要求距离非常远
15、 如进行平衡度实验 此时随频率的增大有移相现象出现 最后可移相至反相 5 问题分析及改进 对测试结果进行分析 问题出现在从信号发生源到DS02902这一段线路中 起码有以下问题 一 线缆长度问题及解决由电场理论知 在导体及传输线上有分布电阻及分布电感 导线间存在分布电容 在低频时 或者说当波长远大于线长时 这些分布参数对线上传输的电流 电压的影响很小 当频率很高 线长可以和波长相比较时 线上的分布参数对电流 电压的影响很大 此时就需用分布参数理论来研究 由于 C f C 3 0 108m f最大取到30MHz 所以 为10m 4就为2 5m 虽然电缆长度取1m小于 4 但在测量时连接系统的总的
16、线缆长度会大于 4 于是我们将线缆长度改为0 25米 测得插损大为减小 且不再出现移相故障 验证 以T型头的插损为例 说明线缆长度对测试的影响 图3 12T形头插入损耗的测试 图3 13线缆长为1M和25CM时T形头的插损对照曲线图 二 测量线路问题及解决1 测量插入损耗时 从信号发生器到达DSO2902 一个通道是一根电缆 另一个通道是两根电缆 不匹配 2 同时在测量一个输出端和输入之间的插入损耗时 另一个输出端没有接50 的匹配阻抗 部分能量通过5或6号端口往外界泄漏 影响了测试结果 使得测量结果不精确 而加50 匹配阻抗时 这部分能量就通过此电阻往内部反射 减少了能量的损失 因此要在测试时注意电缆匹配和阻抗匹配的问题 三 连接导线的屏蔽问题及解决将线缆长度减小后 在测量0度和180度分相器的插损时虽然没有再出现移相问题 插损相对减小 但是仍然比较大 波形也很不稳定 其中0度分相器为 9 3dB 180度分相器为 5 3dB 与产品介绍给定的值1 0dB和0 5dB相距太远 不能满足我们的要求 我们先对BNC接口的插损进行测试 得BNC插损的最大值为0 5dB左右 与上面测得的0度
