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1、一、大动态定义大动态通常解释为定位目标具有较高速度、加速度和加加速度，载体的运动速度一般大于1 km/ s。对于大动态环境中的GPS信号接收机，接收机载体相对于卫星处于高速运动中，将产生较大的多普勒频移附加在GPS载波信号上，载波多普勒频移可以高达46kHz，可能会超出接收机的搜索范围，致使难以捕获导航信号。较高的动态产生的问题包括以下几点：1、 大的动态导致GPS接收信号载波频率的多普勒频移产生剧烈变化，接收信号多普勒频率的大小是接收机和卫星相对运动速度(径向速度v)和发射频率的函数。2、 码的多普勒效应导致调制在载波上的伪随机码的传输速率产生大小为的偏差(此值可正可负)，或大小为的伪码延时
2、(或超前)，其中为采样间隔，k为一个码周期的采样次数。当存在较大的相对加速度时，这个偏差是随时间而动态地变化的，这将给同步跟踪，距离测量带来较大困难。二、大动态 GPS/INS 组合导航系统介绍GPS和INS是目前两种主要的导航系统。在高动态情况下，载体的动态应力对GPS接收机跟踪环的影响很大，很容易造成跟踪环失锁使接收机失去导航能力。INS具有抗电子干扰、大机动飞行、隐蔽性好的特点。在高动态环境下采用INS速度辅助 GPS 接收机环路可以有效地提高GPS接收机的性能，满足在高动态环境下的导航要求。目前，在大动态环境中的定位都采用GPS/INS 组合导航。1、INS 速度辅助的接收机环路分析在
3、 GPS 接收机所接收的卫星信号中，掺杂着干扰噪声，为了减小外界干扰噪声对系统测量的影响，要求环路滤波器的带宽小越好。但滤波器的带宽又直接影响整个跟踪回路的等效环路带宽，若滤波器的带宽很小，则可能无法满足飞行器高动态飞行的要求。为此，将 INS 测得的载体速度信息作为一个辅助信号加到跟踪环路上，即 INS 速度辅助 GPS 接收机环路。惯导速度的辅助，使跟踪环路带宽大大增大，使系统能很好的跟踪飞行器的大机动飞行。图1 INS速度辅助GPS接收机环路方框图图1为 INS 速度辅助 GPS 接收机跟踪环的原理图。a /( s + a)是用来限制惯性传感器带宽的低通滤波器， w(s )为外部相位噪声
4、，e ( s )为INS估计的多普勒频移误差。载体相对于卫星的速度引起多普勒频移，在接收机跟踪环内，INS速度辅助实际上是将速度转化为多普勒频移，通过这种前馈模型惯导系统对载波锁相环提供外部频率辅助，使这种组合模式比单纯的锁相环获得更加优异的性能，使等效环路带宽大大增大，对载体的动态跟踪能力更强。假设e(s)的输入为零，则有当惯导系统的带宽越来越大时（a），系统传递函数(s)，这说明只要惯导系统的带宽足够大，INS 速度辅助的跟踪环就可以跟踪载体的任何机动运动。环路滤波器的设计可以不考虑载体的高动态应力。由于实际的INS估计多普勒频移存在误差，跟踪环还需要跟踪其他因素造成的多普勒影响。由e(s
5、)造成的频率误差为在 INS 速度辅助接收机环路设计中，环路带宽和噪声抑制能力还要综合考虑，但是与未辅助环路相比，不需要考虑载体的高动态影响，环路带宽可以做的更低些，因此对噪声的抑制能力更强。图2 INS辅助GPS接收机跟踪环结构图在载波跟踪环中，有两路环路滤波器，环路滤波器 1 用于 INS 辅助跟踪环，环路滤波器 2 用于常规接收机跟踪环。接收机可以在两者之间切换。组合导航系统启动时，接收机跟踪环使用环路滤波器 2，当接收机将卫星星历提取完毕并送入 INS 模块中，此时 INS 就可以计算用户相对于每颗卫星的多普勒频移，将估计的多普勒频移送入载波跟踪环，接收机切换到环路滤波器 1，此时接收
6、机工作于 GPS/INS 组合导航模式下。2、 GPS/INS 组合导航系统组合模式由于 INS 辅助 GPS 接收机环路要涉及到 GPS 接收机内部，目前 GPS 接收机基本上都采用ASIC 芯片，没有提供外部接口控制跟踪环路参数。考虑到目前的硬件限制，采用软件来实现，使用 GPS 软件接收机来代替硬件接收机。图3 INS辅助GPS接收机组合导航原理图GPS 接收机和惯性导航系统的组合，根据不同的应用要求可以有不同水平的组合，按照组合深度，可以把组合系统大体分为三种，即松组合、紧组合和超紧组合。图4 GPS/INS松组合、紧组合和超紧组合结构图三、对频率跟踪的几种算法为检测大动态GPS信号，
7、需要设计码环及载波环的捕获与跟踪数字系统。在高动态下，在GPS信号的码跟踪和载波捕获与跟踪问题中最关键的是要解决在高加速度下的载波跟踪问题。1、 扩展卡尔曼滤波( EKF)扩展卡尔曼滤波的方法是针对已解扩的中频信号进行的, 该算法的基本思路是将载波相位线性化,并取线性化后的三阶或四阶导数项为状态向量, 再依通常的EKF 方法进行状态估计。因为载波相位可由频率轨迹的积分采样得到。将按泰勒级数展开：式中:、分别为载波相位的一、二、三阶导数, 为泰勒级数展开式的余项。令状态向量，则对状态向量x( k )的估计过程如下:2、 叉积自动频率控制环算法(CPAFC)叉积自频控环算法也能够在高动态环境中对正
8、弦信号的频率进行估计，它的组成原理框图如下所示：图5 叉积目频控环原理框图一、基于交叠DFT算法的载波跟踪方案如果在一段观测时间区间内正弦波的频率保持恒定，则可对该区间内的观测序列作离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transformation，DFT)，将DFT输出信号的峰值功率所对应的频率作为对该区间内正弦波的频率估计，该估计实际上等效于信号频率的最大似然估计。然而，当待估计的正弦波频率以不确定的方式随时间快速变化时，采用对一段时间内的观测数据作DFT的方法显然不能满足实际应用中对信号频率估计精度的要求。此时可以考虑采用交叠DFT算法来保证对信号频率估计的实时性。基于交叠D
9、FT算法的载波跟踪方案结合了经典谱估计的思想和传统数字相位锁定环的基础理论，其环路中的交叠DFT频率鉴别器可认为是传统的叉积频率鉴别器在其一次处理信号采样点数增大时的推广。ODAFC环路的原理框图如下所示ODAFC环路的原理框图 设相关器的同相、正交积分一清零器在第k次相关后得到的同相和正交分量为、，于是得到2个长度为n=k+1的序列，。将其表示程矢量形式：对进行点交叠离散傅里叶变换（DFT），方法是：在环路更新时间内，对进行序列长为2的离散傅立叶变换，但变换只取点，其余的点看作零。下图就为当=4时的信号交叠方式。交叠DFT频率鉴别器输入信号采样的交叠原理先对取点交叠的DFT，表示为，则有：那
10、么交叠DFT频率鉴别器在n=k时刻的输出：对于环路的控制信号，当频率鉴别器输入的信号采样点数=2时可以得到：因第k次相关后的同相和正交分量、的幅度是相等的，令将其代入，得在这里交叠DFT频率鉴别器输出的信号作为ODAFC环路的误差控制信号被送入环路滤波器，使环路滤波器的输出端产生对环路输入信号频率的估计。2、 跟踪环路优化策略环路优化主要针对于降低 GPS 接收机测量中的热噪声误差和动态应力误差。频率稳定度的时域表征阿仑方差，阿仑方差在测频中被用来描述两次相邻频率差值的方差1.跟踪环路的测量误差GPS 接收机载波跟踪锁相环(PLL)主要的相位误差源是相位颤动和动态应力误差。PLL 误差的值和其
11、经验方法的跟踪门限为其中，是除动态应力误差之外的所有其它误差源造成的相位颤动，它是每个不相关的相位误差源平方和的平方根。这些不相关的误差源是热噪声和振荡器噪声，而振荡器噪声包括由振荡器引起的颤动和阿仑方差引起的颤动；是 PLL 跟踪环的动态应力误差，它是一种效应叠加到相位颤动上的。所以，PLL 跟踪环的经验方法门限为式中，是热噪声，是由振动引起的振荡器颤动；是由阿仑方差引起的振荡器颤动。由于其它颤动源或者可能是瞬时的，或者是可以忽略的，因此把热噪声作为除动态应力误差之外的唯一的载波跟踪误差源。PLL 热噪声颤动为式中，是载波噪声带宽；是载波功率与噪声的功率谱密度比；T 是预检测积分时间；PLL
12、 动态应力误差为式中，是最大视距的n阶导数，是所用环路滤波器的自然圆频率，并且有，是比例系数。对于 GPS 接收机码跟踪环路非相干延迟锁定环(DLL)，测距的主要误差源是热噪声距离误差颤动和动态应力误差。DLL 经验方法的跟踪门限是由环路所有的应力源造成的颤动的值不允许超过相关器间距d，表示为DLL 热噪声码跟踪颤动是式中，是DLL鉴别器相关器因子；d是超前、即时和滞后支路之间的相关器间距；是码环噪声带宽；是鉴别器类型因子；T 是预检测积分时间。DLL 跟踪环的动态应力误差为环路动态性能分析见P56在低动态环境下，可以把热噪声颤动视作唯一的误差源。在高动态环境下，动态应力误差是测量误差的另一个
13、主要来源，这种误差取决于环路噪声带宽和阶数。消除热噪声和动态应力误差是提高环路跟踪性能的主要目标之一，特别是在高动态环境下，降低动态应力对跟踪环路的影响对于提高接收机跟踪性能有着重要的意义。但是，在高动态环境下，使用通常的跟踪环路，消除热噪声和动态应力误差这两个目标之间是存在矛盾的：(1) 减小环路噪声带宽，减小了热噪声，却加大了动态应力误差；增加环路噪声带宽，减小了动态应力误差，却加大了热噪声。(2) 高阶跟踪环路（二阶以上）在高动态环境下可以有效降低动态应力误差，但是高阶环路存在稳定性问题。2.码跟踪优化策略的研究分析码跟踪环路优化策略的具体描述，可叙述为以下几个步骤：(1) 系统实时检测
14、 GPS 卫星与接收机间的视距加加速度动态；(2) 若视距加加速度动态低于门限，环路维持在固定小带宽二阶形式，环路滤波器采用下图中的形式；若视距加加速度动态高于门限，环路切换到三阶形式，环路滤波器采用下图中的形式；(3)环路切换到三阶形式下时，环路噪声带宽还需要调整为最优值；1. 视距加加速度动态检测当码跟踪环路工作在二阶形式下时，二阶环路可用于检测视距加速度。为降低鉴别器输出噪声的影响，更准确地估计视距加速度，可以加长数据计算的长度，利用多次预检测积分时间段来进行估算是合适的，通过累计检测时间内码环路鉴别器的输出上式表达出来的含义是一个时段内鉴别器的累计误差同这个时段平均视距加速度之间的关系
15、。通过此式就可算得整个检测时间为 1s 的平均视距加速度：在计算得到多个时段的平均视距加速度后，则某个时段的平均视距加加速度就很容易由下式估计得到。是两次计算平均视距加速度的时间段平均间隔。当码环路切换到三阶形式下时，有类似表达式，不同的是三阶环路直接检测得到的就是视距加加速度。2.环路阶数调整如前所描述，高动态环境下用高阶环路，低动态环境下用低阶环路是合理的，这有助于提高系统的稳定性。另外，低阶环路比高阶环路要简单一些，在具体实现时更容易。在在上图滤波器开关式的切换可以简单表示为下式的形式，其中、在0和1这两个数之间变化。但是在实际过程中发现，环路阶数这样简单的开关切换太突兀，往往表现为跟踪结果的突变，更严重的情形是可能引起环路的失锁，所以环路阶数切换还设计了过渡过程。在过渡过程中，设定，当缓慢从0增加到1时，就缓慢从1减小到了0，即完成了一次缓慢的开关动作，这样不断缓慢调整二、三阶环路在过渡过程中所占的比例就把环路从二阶切换到了三阶。在论文中应用了PID（比例-积分-微分）技术来控制的调整速率。PID 控制是工程实际中应用最为广泛的调节器控制规律，以其结构简单、稳定性好、工作可靠、调整方便而成为工业控制的主要技术之一。应用 PID 控制的由下式表示，其中是 PID 控制比例系数。除应用 PID控
