信号完整性精要

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1、信号完整性分析 通常设计过程是极富直觉和创造性的，要想 尽快完成合格设计，激发关于信号完整性的设计 直觉 至关重要。设计产品的设计师应了解信号完整性如何影 响整个产品的性能。该文档主要介绍 理解和解决信号 完整性问题所需的基本原理，直观定量地给出信号完整 性问题的工程背景知识。 主要参考： 信号完整性分析 Eric Bogatin 著 概论 当时钟频率超过100MHz或上升边小于1ns时 ，信号完整性响应变得非常重要。 1、信号完整性问题主要造成以下三种影响 和后果 a、时序 b、噪声 c、电磁干扰（EMI） 概论 2、所有与信号完整性噪声问题有关的效应 都与以下四类噪声源有关： A、单一网络

2、的信号完整性 当信号沿一网络传播时，如果遇 到阻抗突变，则会产生反射和失真，信号 受到的阻抗变化有以下几种情况： a、线宽变化； b、层转换； 概论 c、返回路径平面上的间隙； d、接插件； e、分支线、T型线或桩线； f、网络末端。 B、网络间的串扰； C、轨道塌陷噪声； 当通过电源和地路径的电流发生变化时，在电 源路径和地路径间的阻抗上将产生一个压降。设计 电源和地分配的目标是使电源分配系统（PDS）的 阻抗 最小 D、来自整个系统的电磁干扰和辐射。 时域与频域 1、传输线有两种损耗机理：导体损耗和介质损 耗。这两种损耗对高频分量的衰减大于对低频分 量的衰减。下图为信号通过FR4板上50、

3、4in长的 传输线时测得的衰减。 时域与频域 2、这种选择性的衰减会使信号的带宽降低， 使其上升时间增加。下图为上升时间为50ps的 信号进入FR4板上36in长的传输线时输入输出 波形，其上升时间从50ps增加到1.5ns。 电感的物理基础 一、关于各种类型电感的定义： 1、电感：流过单位安培电流时，环绕在导体周围的磁力线匝数； 2、自感：导体中流过单位安培电流时，环绕在该导体周围的磁力线 匝数； 3、互感：某一导体流过单位安培电流时，环绕在另一导体周围的磁 力线匝数； 4、回路电感：流过单位安培电流时，环绕在整个电流回路周围的磁 力线匝数； 5、回路自感：完整电流回路流过单位安培电流时，环

4、绕在该回路周 围的磁力线总匝数； 6、回路互感：某一完整电流回路流过单位安培电流时，环绕在另一 回路周围的磁力线总匝 数； 7、局部电感：其他地方没有其他电流时，环绕在该段导体周围的磁 力线匝数； 电感的物理基础 8、局部自感：仅在一端导线中有单位安培电流而 在其他地方无其他电流存在时，环绕在该 段导体 自身周围的磁力线匝数； 9、局部互感：仅在某一段导线中有单位安培电流 ，而其他地方无其他电流存在时，环绕在另一段导 线周围的磁力线匝数； 10、有效电感、净电感或总电感：当整个回路流 过单位安培电流时，环绕在一段导线周围的磁力线 总匝数，其中包括院子回路每一部分电流的磁力线 ； 11、等效电感

5、：多个电感的串联或并联相对应的单 个自感的大小，其中包括互感的影响。 电感的物理基础 二、关于局部电感的一个结论： 当两个导线段间距远大于导线长度的 时候，两段导线的局部互感小于任一段导 线局部自感的10%，这时互感通常可以忽略 不计。例如，两个长20mil的 过孔，当它们 的间距大于20mil时，它们之间几乎没有什 么耦合。 电感的物理基础 三、净电感及地弹 当相邻电流的方向相反时，有效电 感决定了回路电流变化时支路两段的感应 电压的大小，例如回路存在两条支路，其 中一条是另一条的返回电流路径， 在返回 路径上所产生的电压噪声为地弹，那么回 路的有效电感决定了地弹噪声的大小。 电感的物理基础

6、 注： 地弹与轨道塌陷的区别： 轨道塌陷指的是，在电源分配系统中，电源与地之间存在 一定的电感、电容及电阻，当外界电压变化时，例如，开关门 的转换，在电源与地之间就会存在一定的压降，这样会影响到 电源对芯片的供电电压的减小。它主要指芯片供电系统中，芯 片能否获得有效的供电电压，例 如加去耦电容，可以减小一定 频率下的电源与地间的阻抗，去耦电容也可以这样理解，在时 间段t内，去耦电容可以为芯片提供一定的电荷量。 地弹是返回路径中两点间的电压，它是由回路中电流 变化而产生的。地弹是开关噪声和EMI的主要原因，主要与回路 的总电感有关。减小地弹噪声 可采用两种方式：通过使用短且 宽的互连线以减小返回

7、路径的局部电感，以及将电流和其返回 路径尽量靠近以增大两支路间的互感。 电感的物理基础 另外，如果两根电源线中电流的 方向是同向的，则需增大它们之间的距离 ，以减小互感，这样净电感会小些，开关 噪声就会小些。例如大功率芯片PCB 板上 的裸焊盘和对应封装焊盘之间使用两条键 合线，这两条键合线离得越近的话，开关 噪声会越大。（但是由于使用的是两条线 的并联，不算互感的话，支 路电感只有原 电感的一半，所以即使存在互感，支路净 电感仍会比原来小）。 电感的物理基础 还有一个例子，如下图，去耦电容两端打过孔时，要 尽量使S2大，而使S1小，这样每个过孔的净电感将降低，从而 焊盘到平面间的有效电感和轨

8、道塌陷 电压也会减小。 电感的物理基础 四、电源分布系统（PDS）和回路电感 前面已经提到过轨道塌陷的概念，加去耦电 容可以为芯片在t内提供一定的电荷量，所需电容 大小可计算如下： C=1/0.05P/V2t 0.05表示允许的5%的压降； t表示电荷从电容器逸出的时间，单位为s； C表示去耦电容器的电容，单位为F； V表示轨道电压，单位为V； P表示芯片的功耗，单位为W。 电感的物理基础 例如：一芯片工作电压为3.3V，允 许的波动为5%，功耗为1W，则C=2t，如果 稳压器在10us内对电压不能做出反应的话，则 至少需要提供210us=20uF 的去耦电容，但是 一般不会使用单个的20uF

9、的电容，因为电容会 有一定的寄生电感，在高频时它的阻抗较大， 所以需要并联多个电容，来提供20uF的电容量 并且由于并联，电感会减小。所以在频率较高 时，如果想减小去耦电容器的阻抗，就要减小 与之相关的回路电感，而不是增大电容量。 电感的物理基础 五、平面和过孔接触孔的回路电感 用过孔连接两电源平面时，会增大回路电感。用3D 场求解器计算以下两种情况，进行对比： 一种是在两个电源 平面的两端边缘短接，其回路电感为62pH，另一种是在两个平 面间打过孔连接，其回路电感为252pH，如下图： 电感的物理基础 六、出沙孔区域与平面间回路电感 再考虑两种情况的对比，与上次情况相似，两种情况下 的平面边

10、缘都是过孔相连，但一个布满了出沙孔，约占平面面 积的50%，一个没有出沙孔，用3D 求解器求解后发现，没有出 沙孔的回路电感为192pH，而有出沙孔的回路电感为243pH。可 以得出这样的结论，尽管电源平面和地平面上的出沙孔会使回 路 电感增大，但它并不像我们想象的那么严重，回路电感的增 加仍可控制在2倍以内。 注：要得到最低的回路电感，最优的电源和地互连应使用尽可 能宽、尽量靠近的平面，若在平面之间使用十分薄的介质，就 可以减小去耦电容器与芯片 焊盘之间的回路电感，这样会减小 轨道塌陷和EMI。 电感的物理基础 七、回路互感 若有两个相互独立的电流回路，那 么他们之间就会产生互感。当第一条回

11、路 中的电流发生变化时环绕在第二条回路周 围的磁力线匝数就会改变而且还会 产生噪 声，该噪声值为： Vnoise=LmdI/dt Lm表示两回路间的互感。 该类噪声经常称为开关噪声、同时开 关噪声（SSN）或I噪声。 电感的物理基础 八、电流分布及趋肤深度 在一段有电流流过的导体中，越靠近导体 中心，其磁力线圈就越多，自感越强。当导体中流 过高频的电流的时候，由于高频的电流总是沿感抗 最小的路 径传播的，所以频率越高，电流越向导 体的外表面分布，这就是趋肤效应形成的原因。 经验法则：当电路板上铜线为1盎司或 者几何厚度为34um（约1.34mil）时，若频率等于或 大于10MHz，则导线中的电

12、流不再占用布线的整个 横截面，趋 肤效应在电流分布中起主导作用。 电感的物理基础 在实际互连线中，信号路径和返回路径的 电流分布情况为：频率越高，信号路径和 返回路径中的电流都会尽量扩散开（趋肤 效应）以减小局部自感，两 根导线中的电 流重新分布以便两个电流相互靠得更近以 增大互感。 电感的物理基础 下图是微带线中电流重新分布时单位长度的回路自 感。可以看出，低频时回路自感比高频时大，当频 率约高于100MHz时，电流在很薄的一层中传播， 而 且随着频率的升高，电感保持不变。 电感的物理基础 九、涡流 两个靠近的导体，如果一个导体中 电流发生变化，在第二个导体中会产生感 应电流，这种感应的电流

13、就是涡流。 电感的物理基础 当一个电流回路靠近一个大的 导电平面时（该导电平面与电路回路没有 任何电器连接），该平面会产生涡流，此 涡流产生的磁力线与原回路的镜像电路 产 生的磁力线完全一样。镜像电路是这样一 种电路：导电平面就像一个镜子，镜像电 路与原电路电流方向相反，并以平面对 称。这样由于互感影响，该涡流 会较大的 减小原电路的回路自感。 电感的物理基础 悬空平面越靠近回路，回路的电 感就越小，如下图： 传输线的物理基础 一、信号 信号总是指信号路径和返回路径之间 相邻两点的电压差，该原则适用于所有传 输线，无论是单端还是差分传输线。 传输线的物理基础 二、均匀传输线： 如果导线上任何一

14、处的横截面都相 同，则称这种传输线为均匀传输线或可控 阻抗传输线，下图是各种均匀传输线的例 子： 传输线的物理基础 三、前沿的空间延伸 传输线在上升时间内的长度d，取决 于信号的传播速度和上升时间： d=RTv 如下图： 传输线的物理基础 四、传输线的瞬态阻抗及特征阻抗 传输线的瞬态阻抗并不是PCB上导线的 电阻。如果我们在一根导线上加一个电压，该电压 信号从一端传输到另一端的过程中所受到的阻抗即 为瞬态阻 抗，当一定时间后，整根导线上的电源 稳定后，导线表现出的阻抗与瞬态阻抗肯定不一样 ，稳定后的电阻才是我们平时所指的电阻。瞬态阻 抗仅由传输线 的两个固定参数决定，即传输线的 横截面积和材料

15、特性共同决定，与传输线的长度无 关。计算公式为（只考虑电容效应的近似计算）： Z=83/CLr1/2 传输线的物理基础 对于均匀传输线，信号在任何一处受到的 瞬态阻抗都是一样的，这种阻抗叫做传输 线的特性阻抗，用Z0表示。对于FR4板上的 微带线，若线宽是介质厚 的2倍，则特性 阻抗约为50。如果线宽变宽，则CL会变大 ，特性阻抗就会变小。 传输线的物理基础 例如，介电常数为4，单位长度电 容为3.3pF/in，则传输线的瞬态阻抗Z=50 上面公式的推算用的是零阶等效模 型，及电容等效模型；如果考虑电感效应 ，即用一阶模型近似时，传输线的特性阻 抗为Z0=(LL/CL)1/2 传输线的物理基础 五、返回路径中参考平面的切换 1、如下图，信号路径的相邻平面不是被驱 动的平面，则驱动器受到的阻抗为Zdriver=Z1- 2+Z2-3，由于Z2-