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1、返馳式變壓器設計原返馳式變壓器設計原 (Flyback Transformer Design Theory) * 概 述 概 述 * 工 作 原 工 作 原 * 設 計 方 法設 計 方 法 * 設 計 實 設 計 實 * 小 結小 結 第一節. 概述.第一節. 概述. 返馳式(Flyback)轉換器又稱單端反激式或“Buck-Boost“轉換器.因其輸出端在原邊繞組斷開電源 時獲得能故而得名.線型返馳式轉換器原圖如圖. 一、返馳式轉換器的優點有: 1. 電簡單,能高效提供多直輸出, 因此適合多組輸出要求. 2. 轉換效高,損失小. 3. 變壓器匝比值較小. 4. 輸入電壓在很大的範圍內波動時
2、,仍可有較穩定的輸出,目前已可實現交輸入在 85265V 間.無需換而達到穩定輸出的要求. 二、返馳式轉換器的缺點有: 1. 輸出電壓中存在較大的紋波,負載調整精高,因此輸出功受到限制,通常應用於150W 以下. 2. 轉換變壓器在電續(CCM)模式下工作時,有較大的直分,導致磁芯飽和,所以必須 返馳式變壓器設計原 (Flyback Transformer Design Theory) 1124182443 1/12 Lisc Oct. 2. 轉換變壓器在電續(CCM)模式下工作時,有較大的直分,導致磁芯飽和,所以必須 在磁中加入氣隙,從而造成變壓器體積變大. 3. 變壓器有直電成份,且同時會
3、工作於CCM / DCM種模式,故變壓器在設計時較困難,反 調整次較順向式多,迭代過程較复雜. 第二節. 工作原第二節. 工作原 在圖1所示隔反馳式轉換器(The isolated flyback converter)中, 變壓器“ T “有隔與扼之雙重 作用.因此“ T “又稱為Transformer- choke.電的工作原如下: 當開關晶體管 Tr ton時,變壓器初級Np有電 Ip,並將能儲存於其中(E = LpIp / 2).由於Np與Ns 极性相反,此時二极管D反向偏壓而截止,無能傳送到負載.當開關Tr off 時,由楞次定 : (e = -N/T)可知,變壓器原邊繞組將產生一反向
4、電勢,此時二極管D正向導通,負載有電IL 通.返馳式轉換器之穩態波形如圖2. 由圖可知,導通時間 ton的大小將決定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 輸入直電壓 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 1124182443 1/12 Lisc Oct. 由此可知,想要得到低的集電极電壓,必須保持低的Dmax,也就是Dmax0.5,在實際應用中通常取 Dmax = 0.4,以限制Vcemax 2.2VIN. 開關管Tr on時的集電极工作電Ie,也就是原邊峰值電Ip為: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故當I
5、o一 定時,匝比 n的大小即決定Ic的大小,上式是按功守恆原則,原副邊安匝 相等 NpIp = NsIs而導 出. Ip亦可用下方法表示: I Ic c = I = Ip p = 2P = 2Po o / (*V/ (*VIN IN*D *Dmax max) ) : 轉換器的效 公式導出如下: 輸出功 : Po = LIp2 / 2T 輸入電壓 : VIN = Ldi / dt 設 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,則: VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 則Po又可表示為 : Po = VINf DmaxIp2 / 2f Ip
6、 = 1/2VINDmaxIp Ip = 2Po / VINDmax 上公式中 : VIN : 最小直輸入電壓 (V)Dmax : 最大導通占空比圖2 返馳式轉換器波形圖 Lp : 變壓器初級電感 (mH)Ip: 變壓器原邊峰值電 (A) 1124182443 2 / 12Lisc Oct. Lp : 變壓器初級電感 (mH)Ip: 變壓器原邊峰值電 (A) f : 轉換頻 (KHZ) 由上述可知,轉換器的占空比與變壓器的匝比受限於開關電晶體耐壓與最大集電极電, 而此項是導致開關晶體成本上升的關鍵因素,因此設計時需綜合考做取舍. 反激式變換器一般工作於種工作方式 : 1. 電感電續模式DCM
7、(Discontinuous Inductor Current Mode)或稱 “ 完全能轉換 “: ton時 儲存在變壓器中的所有能在反激周期 (toff)中都轉移到輸出端. 2. 電感電續模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或稱 “ 完全能轉換 “ : 儲存 在變壓器中的一部分能在toff末保到下一個ton周期的開始. DCM和CCM在小信號傳遞函方面是极相同的,其波形如圖3.實際上,當變換器輸入電壓VIN 在一個較大範圍內發生變化,或是負載電 IL在較大範圍內變化時,必然跨越著種工作方式.因此 返馳式轉換器要求在DCM / CCM都能穩定工
8、作.但在設計上是比較困難的.通常我們可以以DCM / CCM界態作設計基準.,並配以電模式控制PWM.此法可有效解決DCM時之各種問題,但在 CCM時無消除電固有的穩定問題.可用調節控制環增益編低頻段和低瞬態響應速解 決CCM時因傳遞函 “ 右半平面點 “引起的穩定. 1124182443 2 / 12Lisc Oct. () DCM Waveforms( ) CCM Waveforms 圖3DCM / CCM原副邊電波形圖 ( a ) ( b ) ( a ) I t I t I I t t Full Load High VIN Mode Boundary Low VIN ( b ) 1124
9、182443 3 / 12Lisc Oct. 圖3 DCM / CCM原副邊電波形圖 在穩定態下,磁通增在ton時的變化必須等於在“toff“時的變化,否則會造成磁芯飽和. 因此, = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns 即變壓器原邊繞組每匝的伏特/秒值必須等於副邊繞組每匝伏特/秒值. 比較圖3中DCM與CCM之電波形可以知道:DCM態下在Tr ton期間,整個能轉移波形中具 有較高的原邊峰值電,這是因為初級電感值Lp相對較低之故,使Ip急劇升高所造成的負面效應是增 加繞組損耗(winding lose)和輸入波電容器的波電,從而要求開關晶體管必須具有高電承 載能,方能安全
10、工作. 在CCM態中,原邊峰值電較低,但開關晶體在ton態時有較高的集電极電值.因此導致開 關晶體高功的消耗.同時為達成CCM,就需要有較高的變壓器原邊電感值Lp,在變壓器磁芯中所儲 存的殘餘能則要求變壓器的體積較DCM時要大,而其他系是相等的. 綜上所述,DCM與CCM的變壓器在設計時是基本相同的,只是在原邊峰值電的定義有些區別 ( CCM時 Ip = Imax - Imin ). 1124182443 3 / 12Lisc Oct. 第三節 第三節 FLYBACK TANSFORMER DESIGN 一、一、FLYBACK變壓器設計之考因素:變壓器設計之考因素: 1. 儲能能.1. 儲能能
11、. 當變壓器工作於CCM方式時,由於出現直分,需加AIR GAP,使磁化曲線向 H 軸傾斜,從而使變壓器能承受較大的電,傳遞多的能. P = f*VeBs H dB Ve: 磁芯和氣隙的有效體積. or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2) 式中Imax, Imin 為導通周期末,始端相應的電值. 由於返馳式變壓器磁芯只工作在第一象限磁滯回線,磁芯在交、直作用下的B.H效果與AIR GAP大小有密關,如圖4. Br Bs 無氣隙 有氣隙 B Bac 在HDC2時無氣隙 BDC Bs 圖 4 有無氣隙時返馳變壓器磁芯 第一象限磁滯回 在交電下氣隙對Bac無改變效果,但對Hac將大大
12、增加,這是有的一面,可有效地減小 CORE的有效磁導和減少原邊繞組的電感. 在直電下氣隙的加入可使CORE承受加大的直電去產生HDC,而BDC卻維持變,因此 在大的直偏置下可有效地防止磁芯飽和,這對能的儲存與傳遞都是有的. 當反激變壓器工作 於CCM時,有相當大的直成份,這時就必須有氣隙. 外加的伏秒值,匝和磁芯面積決定B軸上Bac值; 直的平均電值,匝和磁長決定 H軸上HDC值的位置. Bac對應Hac值的範圍.可以看出,氣隙大Hac就大. 如此,就必須 有足 夠的磁芯氣隙防止飽和態並平穩直成分. 無氣隙 H 1124182443 4/12Lisc Oct1124182443 4/12Lis
13、c Oct 2. 傳輸功 . 2. 傳輸功 . 由於CORE材特性,變壓器形(表面積對體積的比),表面的熱幅射,允許溫升,工 作環境等的特定性,設計時可把傳輸功與變壓器大小簡單的作繫,應視特定要求作決策.因此 用面積乘積法求得之AP值通常只作一種考. 有經驗之設計者通常可結合特定要求直接確定CORE 之材質,形,規格等. 3. 原,副邊繞組每匝伏應保持相同.3. 原,副邊繞組每匝伏應保持相同.設計時往往會遇到副邊匝需由計算所得分匝取整,而導 致副邊每匝伏低於原邊每匝伏. 如此引起副邊的每匝伏秒值小於原邊,為使其達到平衡就必須減 小 ton時間,用較長的時間傳輸電能到輸出端. 即要求導通占空比D
14、小於0.5. 使電工作於DCM模式. 但在此需注意: Lp太大,電上升斜小,ton時間又短(50%),很可能在“導通“結束 時,電上升值 大,出現電沒有能去傳遞所需功的現象. 這一現象是因系統自我功限制 之故.可通過增加 AIR GAP和減小電感Lp,使自我限制作用會產生解決此問題. 4. 電感值Lp . 4. 電感值Lp . 電感Lp在變壓器設計初期作重點考. 因為Lp只影響開關電源的工作方式. 故 此一由電工作方式要求作調整. Lp的最大值與變壓器損耗最小值是一致的. 如果設計所得Lp 大,又要求以CCM方式工作,則剛巧合適. 而需以DCM方式工作時,則只能用增大AIR GAP,低Lp 達
15、到要求,這樣,一均會使變壓器偏設計. 1124182443 5 / 12Lisc Oct. 在實際設計中通過調整氣隙大小選定能的傳遞方式(DCM / CCM) . 工作於DCM方式,傳遞 同樣的能峰值電是很高的. 工作中開關Tr,輸出二极體D以及電容C產生最大的損耗,變壓器自身 產生最大的銅損(I2R). 工作於CCM方式,電感較大時,電上升斜低雖然這種況下損耗最小,但 這大的磁化直成分和高的磁滯將使大多鐵磁物質產生磁飽和. 所以設計時應使用一個折衷的方 法,使峰值電大小適中,峰值與直有效值的比值比較適中. 只要調整一個合適的氣隙,就可得到這 一傳遞方式,實現噪音小,效合之佳況. 5. 磁飽和瞬時效應 磁飽和瞬時效應. 在瞬變負載況下,即當輸入電壓為VINmax而負載電為Iomin時,Io突然增加, 則控制電會即加寬脈衝以提供補充功. 此時,會出現VINmax和Dmax並存,即使只是一個非常短的 時間,變壓器也會出現飽和,引起電失控. 為克服此一瞬態效應,可應用下述方法: 變壓器按高輸入電壓(VINmax),寬脈衝(Dmax)進設計. 即設定低的B工作模式,
