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1、单相正弦波逆变电源 学校:系别:班级:组员: 单相正弦波逆变电源 摘要本设计采用Boost升压再逆变的两级变换的方式实现24V直流电压转化为26V正弦交流电压。输出频率在10Hz至50Hz范围内连续可调，整机效率85.7%，额定输出谐波失真0.9%，可实现工作参数在液晶屏上显示、开关管过温的保护和具有过流的保护及自动恢复功能等功能。本系统具有效率高、控制简单、稳定性强等优点，满足设计要求。关键词：开关电源；逆变。目 录1、 概述-2、 方案论证- 3 2.1方案比较与选择- 3 2.2 方案描述- 33、 理论分析与计算- 33.1提高效率的方法- 33.2 Boost电感电容参数计算-33.
2、3 逆变器滤波电感选择- 34、 电路与程序设计- 44.1硬件部分设计- 44.2软件部分设计- 55、 测试方案与测试结果- 75.1测试仪器- 75.2测试步骤与测试数据- 75.3测试结果分析- 86、 总结-7、 参考文献- 9 概述任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。传统的晶体管串联调整正弦波逆变电源是连续控制的线性正弦波逆变电源。这种传统正弦波逆变电源技术比较成熟,并且已有大量集成化的线性正弦波逆变电源模块,具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点、但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器
3、与体积和重量都不得和很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于调整管上消耗较大的功率,所以需要采用大功率调节器整管并装有体积很大的散热器,很难满足现代电子设备发展的要求。在近半个多世纪的发展过程中，正弦波逆变电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛的应用，正弦波逆变电源技术进入快速发展期。正弦波逆变电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。它的功耗小，效率高，正弦波逆变电源直接对电
4、网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器，此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此正弦波逆变电源具有重量轻、体积小等优点。另外，于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V10%,而正弦波逆变电源在电网电压在110260V范围变化时,都可获得稳定的输出阻抗电压。正弦波逆变电源的高频化是电源技术发展的创新技术,高频化带来的效益是使正弦波逆变电源装置空前的小型化,并使正弦波逆变电源进入更广泛的领域,特别是在高新技术领域的应用,扒动了高新技术产品的小型化、轻便化。
5、另外正弦波逆变电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。目前市场上正弦波逆变电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的正弦波逆变电源转抽象频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是正弦波逆变电源的主要发展方向。高可靠性正弦波逆变电源的使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高的可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使较少的器件，提高集成度
6、。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。正弦波逆变电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,开发高频用的低损磁性材料,改进磁元件的结构及设计方法,提高滤波电容的介电常数及降低其等串联电阻等,对于正弦波逆变电源小型化始终产生着巨大的推动作用。总之，人们在正弦波逆变电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着正弦波逆变电源以每年过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性
7、方向发展。一、 系统方案论证与选取1.1方案比较与选择方案一 直接进行DC-AC变换，输出的正弦波直接用工频变压器升至所需的电压；但此方案中输出频率在10Hz到50Hz内变化，采用工频变压器升压，电路参数难以满足变频范围内的优化，功耗大，效率低，故不采用该方案。方案二 先采用DC-DC电路进行升压，再采用DC-AC电路产生所需的输出正弦波形；此方案SPWM载波的频率在不同的输出频率下可以基本不变，10Hz到50Hz内滤波网络的参数基本稳定、效率高，所以选此方案。1.2 方案描述本系统分为两个部分，前级采用Boost进行升压一倍产生48V母线电压，后级采用全桥逆变电路将48V直流母线电压转换为有
8、效值为26V正弦波。系统总体框图如图1所示。图1 总体框图二、理论分析与计算2.1 开关管的选择根据本设计要求，由于本系统输入电压低、电流大，需要选择较低导通电阻的开关器件，75N75具有导通电阻小，开关速度快等优点，选取75N75能够符合要求。2.2 Boost电感的计算2.2.1.升压电路采用Boost连续模式工作，电感计算公式为： （1-1）其中Vo为输出电压，单位为V；Vd为二极管压降，单位为V；T为周期，单位为s；Dmin为最小占空比，Io（min）为输出电流最小值, 单位为A。由公式（1-1）计算得电感L=147H2.2.2.电感的绕制铁氧体磁环磁导率的测算：a、测量磁环的外径D，
9、内径d，环的高度H，单位mm。b、用漆包线穿绕1020圈，绕紧点，不要太松，测量其电感量L，单位为uH，电感量大点测算误差小，电感量小测算误差就会大，请根据实际需要确定穿绕的圈数N。c、将以上数据代入下式计算出大约的磁导率u0u0=2500*L*(D+d)/(D-d)*H*N*N)2.2.3.滤波电容的计算 a.设定开关工作频率：f=60kHz，输出电流Io=1A；根据变压器，输入、输出电压求实际最大占空比Dmax=0.457；b、 计算Toff、Ton：Toff=1/f*(1-Dmax)=9.05 Ton=1/f*Dmax=7.62c、 计算输出峰值电流： d、 根据输出波形，来计算输出电容
10、量：由上图波形可知：Io减少、Uo也减小，即输出电解电容主要维持t1到t2时间段电压。设输出纹波为120mV则： e、 纹波电流，一般取输出电流的5%20%，即Inppl=20%*1=0.2A实际每个电解电容的纹波电流为0.2A，故满足设计要求。f、 实际最大值g、 经验公式注：ESR值需要根据实际纹波电流大小而定，实际使用值比计算值应小得多；大概是最大值的20%左右或更小。三、电路与程序设计3.1、硬件部分设计3.1.1 Boost升压模块由于输出功率较小，本设计采用Boost连续模式电路结构进行升压，电路如图2所示。当开关管Q1导通时，电源经由电感-开关管形成回路，电感将电能转化为磁能贮存
11、；当开关管Q1关断时，电感中的磁能转化为电能，经由二极管-负载-电源形成回路，此时的输出电压为电感电压加电源电压，通过反馈回路调节输出电压，从而得到所需的母线电压。 图2 Boost升压模块3.1.2逆变器模块逆变电路采用了全桥电路结构，电路如图3所示。主控芯片产生的SPWM波通过两个IR2109模块输出两路互补的单极性SPWM驱动信号，使得左右桥臂产生输出相位差为180，极性相反的SPWM脉冲，经LC滤波后，得到正弦波交流电。 图3 逆变器模块3.1.3 PWM固定频率是由SG3525芯片产生。SG3525芯片的资料见如下：引脚1：误差放大反向输入引脚9：PWM比较补偿信号输入端引脚2：误差
12、放大同向输入引脚10：外关断信号输入端引脚3：振荡器外接同步信号输入端 引脚11：输出A引脚4：振荡器输出端 引脚4：振荡器输出端引脚5:振荡器定时电容接入端 引脚13：输出级偏置电压接入端引脚6：振荡器定时电祖接入端 引脚14：输出端B引脚7:振荡器放电端 引脚15：偏置电源输入端引脚8:软启动电容接入端 引脚16：基准电源输出端 图中与14脚输出两路互补的PWM波，其频率由与5、6管脚所连的R、C决定。PWM频率计算式如下：f=1/C5(0.7R15+3R16)，调节6端的电阻即可改变PWM输出频率。同时，芯片内部16脚的基准电压为5.1V采用了温度补偿，设有过流保护电路，5.1V反馈到2端同向输入端，当反向输入端也为5.1V时，芯片稳定，正常工作。若两端电压不相等，芯片内部结构自动调整将其保持稳定。在脉宽比较起的输入端直接用流过输出电
