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1、自激电源的定时电路索杨军2012年4月28日决定自激电源振荡周期的定时电路到底是什么？纵观多年来各类报刊杂志和教材书籍，要么没有说法，要么说法不一，使人迷惑不解。为此笔者谈谈个人看法，意在抛砖引玉，不正不全之处，欢迎广大同仁指出。一、一个周期分五个阶段任何开关电源，其变压器初级电感线圈L两端的电压都近似方波，典型波形如图1所示。第一阶段（t0t1）：饱和期。开关管处于饱和状态，集电极电流线性增长，其公式为：i充=（Ui/L）t饱，其中Ui为输入的300V电压，t饱为饱和时间。饱和期结束的t1时刻，电流升至i最大。因电流变化率为一正的常数，故感应形成的正反馈电压保持不变，开关管基极为稳定的正电压
2、。饱和期间，输入的电能转化为磁能，储存于电感L中，对于串联型电源，输入的电能还要分出一部分供给负载。并联型电源饱和期的等效电路见图2，串联型电源与之类似，读者可自行分析，本文一律从略。电感的储能公式为：E=（1/2）LI2，饱和期间因电流线性增长，故储存能量的速度越来越快。第二阶段（t1t2）：关断期。开关管由饱和向截止过渡，等效电路见图3。图中C1表示一个“容性网络”，即开关管集电极的尖峰电压吸收抑制网络，其中考虑了分布电容。注意一些机型的这个网络没有直接并联在L两端，而是分为两部分串联，一部分接在开关管集电极与地之间，另一部分就是滤波300V的大电解电容及其直接并联的高频小容量电容。开关管
3、基极电流在t1时刻“因故”突然减小，电感线圈L中的电流iL因开关管集电极电流iC的减小而减小，L下端的自感电动势急剧升高，感应形成的正反馈电压使开关管基极电压ub急剧降低，进一步导致iL更小，ub更低雪崩式的反馈过程最终使得开关管飞速截止。关断期间，开关管集电极电流iC急剧减小，而C1的充电电流iC1急剧增大，iC1+iC之和由初始值i最大略有减小。因L的电流略有减小，故损失了小部分磁能，其中多数转化为C1的电能，少数转化为r的热能，即开关管的关断损耗。第三阶段（t2t3）：截止期。开关管处于截止状态，等效电路见图4。R表示将次级负载折合到初级的等效电阻，D表示次级的整流二极管，C2表示折合后
4、的滤波电容，C3表示折合后的保护电容。注意：当D导通时，C3被短路，不必考虑，本文一律忽略；当D截止时，因C3、C2串联后的总电容量几乎等于C3，该总电容又与C1并联，为了方便，本文干脆将其一律“归入C1”，即当D截止时若讨论C1，必定包含了C3。将次级的电流折合到初级以后，L的电流线性下降，其公式为：i放=i初（Uo/L）t截，其中i初为放电刚一开始的电流，正如前文所述，它略小于i最大，Uo为L感应输出的150V（即450V300V）电压，t截为截止时间。因电流变化率为一负的常数，故感应形成的正反馈电压保持不变，开关管基极为稳定的负电压。截止期间，储存的磁能又还原为电能，经导通的D供给负载R
5、。截止期间因电感线圈的电流线性下降，故释放磁能的速度越来越慢。第四阶段（t3t4）：过零期。截止期即将结束的t3时刻，L的放电电流降为0，这表明磁能已释放完毕，D开始转为截止。之后在过零期间，有小股能量在L和C1之间转移，等效电路见图5。注意：C1上储存的电能不会通过D供给负载R，因为C2容量很大，它的电压在一个周期内几乎不变，必然高于C1的电压，使得D不会导通。首先，L要吸收C1上储存的电能，当C1两端电压降为0时，正好对应于图1上的“零点”，电能全部转化为磁能。然后，L继续维持原电流方向，将获得的磁能向C1释放，这就导致了C1两端电压极性反转，变为上正下负，到t4时刻，上正下负的幅度已达5
6、0150V。简而言之，C1、L在自由振荡，振荡的电压曲线必有一次且一般只有一次通过“零点”。因此笔者称之为“过零期”。这一自由振荡极其重要：众所周知，正反馈线圈上感应的电压跟图1上的电压波形完全一致，只不过幅度降低、极性倒置罢了，于是送到开关管基极的正反馈脉冲也会通过其自身的“零点”，极性反转，由确保开关管可靠截止的负脉冲变为正脉冲，准备再次激励开关管开启。不难理解，开启期间开关管实际等效于放大状态，必然要将“一个电容”上储存的电荷泄放到地，于是可认为开启损耗就等于这个电容上储存的电能（因开启时间很短，而L的电流此刻自下向上，不会突变，只能缓变，故对开关管放电电流可以忽略）。这个电容是“C1与
7、300V滤波大电容串联后的总电容”，其容量几乎还是C1（注意：若C1直接并联于开关管C、E两极之间，这个电容当然就是C1本身）。在过零期结束的t4时刻，这个电容的电压即开关管集电极电压由450V降为250150V，根据电容的储能公式E=（1/2）CU2可知，开启损耗降至1/3到1/9之间。小结上一段内容，过零振荡的主要目的有二，一是感应形成了触发开关管再次开启的过零正脉冲，二是大大减小了开关管的开启损耗。过零期间，C1上储存电能的一部分被消耗，以产生过零正脉冲。还需要指出：对于自激调宽式电源，当自由的截止期未结束时，触发开关管开启的“行逆程脉冲”已经到来，因此没有“过零期”。它只能依靠误差取样
8、放大电路在多个周期中进行平均控制，于是在每个截止期被强迫结束时，根本无法精确保证L中储存的磁能都释放完毕，残余的磁能会大大增加开启损耗。为了减小开启损耗，多采用串联型，既降低了开关管C、E两极间电压，又可通过在饱和期间对负载供电来减少向L储存磁能；若为并联型，则非常糟糕，只能通过大大减小C1的容量来将就。对于它激调频式电源，虽然触发开关管开启的脉冲可由集成电路自行输出，但为了减小开启损耗，还须模仿自激调频式电源，硬性追加“过零期”。当集成电路接收到了过零信号后，才能触发开关管再次开启。这一点要特别注意。对“过零期”的处理，自激调频式电源比它激调频式电源更好，有“自然流畅”之美，“一气呵成”之妙
9、，“天衣无缝”之绝，“得心应手”之巧。第五阶段（t4t5）：开启期。开关管由截止向饱和过渡，等效电路见图6。图中的C4为300V滤波电容。在t4时刻，过零正脉冲触发开关管开启，集电极电流iC由两路组成，其中一路为C4、C1的放电电流iC1，另一路为线圈电流iL。由iL感应的正反馈电压使开关管基极电压ub急剧升高，进一步导致iL更大，ub更高雪崩式的反馈过程最终使得开关管飞速饱和。开启期间，开关管集电极电流iC急剧增大，主要是C1的放电电流iC1急剧增大，竟达安培数量级，而线圈的放电电流iL则增加很小，仅有百毫安数量级。因此，主要是C1储存的电能转化为r的热能，即开关管的开启损耗。二、决定各阶段
10、时间的主要因素饱和期的时间由稳压电路控制。饱和期越长，电源的负载能力越强。因此，若输出电压下降，需延长饱和期，若输出电压升高，需缩短饱和期。有关其详细控制原理，留在下一节专门论述。关断期的时间以开关管的关断时间参数为最短极限。为了接近这一极限，应采取以下措施：触发基极电流减小的动作要快、幅度要大。脉冲调制管最好接近于开关状态，尽量选用高管，其开关性能要好，饱和压降要低，电流参数要大。若脉冲调制管和开关管通过电容耦合，该电容必须保证高频性能好、耦合电流大、寿命时间长，用普通品代换时，应挑选体积大、耐压高的。C1容量不能过大。只要能吸收过高的尖峰电压即可，否则会导致充电时间过长，线圈L两端的自感电
11、动势uL过低，从而使得正反馈电压的响应速度太慢。一般而言，关断时间不大于12S，对于它激式推动场效应管的，可小于0.1S。截止期的时间不需要专门控制。对于自激调宽式电源，一个周期减去饱和期，基本就是截止期了。而对于自激调频式电源，有些教材竟认为保持恒久，这是极其错误的，事实上，当输入电压Ui不变且输出电压Uo恒定时，若忽略关断损耗与C1的充电，截止期正比于饱和期。为什么呢？以图1的并联型电源波形为例，t1时刻L的电流方程是：i最大=（Ui/L）t饱，简称式，t3时刻L的电流方程是：0=i最大（Uo/L）t截，简称式，将代入，得：（Ui/L）t饱=（Uo/L）t截，简称式，解式，得：t截/t饱=
12、Ui/Uo，简称式。对图1而言，t截/t饱=Ui/Uo=300V/150V=2。深刻研究式，不难得出，在忽略关断期、过零期、开启期的情况下，当输入电压不变且输出电压恒定时，饱和期的占空系数竟固定不变，自激调频式电源只是靠调整频率即调整周期来应付负载轻重的变化。这又是为什么呢？推理说明，假设t饱变为n倍，t截当然也变为n倍，i最大变为几倍？由式知也变为n倍，电源输出或输入功率变为几倍呢？由电感储能公式E=（1/2）LI2很容易得知，一个周期输入的能量变为n2倍，又因周期近似变为n倍，功率当然近似变为n倍，即功率跟周期近似成正比。那么，通常说的调整占空系数是干什么呢？当然是为了应付输入电压的变化和
13、设定输出电压的高低。说通俗点，要求输入电压越低或输出电压越高时，需提高占空系数；要求输入电压越高或输出电压越低时，需降低占空系数。将并联型电源的式稍微变形很容易得到该结论，即：t饱/（t饱+t截）=Uo/（Uo+Ui），简称式。对于串联型电源，用相应的（UiUo）去替换式的Ui，也很容易导出该结论，即：t饱/（t饱+t截）=Uo/Ui，简称式。再顺便指出，自激调宽式电源尤其是自激并联型调宽式电源正是违背了上述原理，妄想仅仅依靠调整占空系数来应付负载轻重的变化，理论上不很完美（注意：它激调宽式电源若设计得当，没有这一说）。当其负载消耗的功率变大时，输入功率就要变大，而开启损耗同时也会跟着变大，这
14、是无法避免的，即使大大减小甚至取消C1也无济于事。这一致命缺陷导致其不能用于大动态范围。过零期的时间当然跟C1、L的自由振荡周期有关。周期越短，时间越短，滤波电容C2上的电压下降越小，纹波越小。但周期设计过短时，C1过小，关断期结束的t2时刻，开关管集电极的尖峰电压太高。为了兼顾，C1通常选5001500pF。一般而言，过零时间约为16S。开启期的时间以开关管的开启时间参数为最短极限。为了接近这一极限，C1容量不能过大。否则会导致放电时间过长，L两端电压变化太慢，即uL过低，从而使得正反馈电压响应太慢，雪崩反馈速度大减。一般而言，开启时间小于1S，对于它激式推动场效应管的，小于0.1S。总之，
15、各阶段都有自己的定时电路，相比较以控制饱和期最关键，过零期次之，通常说的定时电路主要指前者。三、控制饱和期的三种方式传统的观点都认为正反馈耦合电容是控制饱和期的主要元件，千篇一律，实际这仅是其中的一种方式，而且最为落后。第一种：电容放电结束式。依靠正反馈耦合电容的放电过程来控制，即定时电路就是正反馈电路自身。该电容接在开关管基极与正反馈绕组之间，截止期为充电过程，饱和期主要为放电过程，不可颠倒理解。饱和时间越长，放电电流即基极电流越小，当减小到满足iB=iC/时，退出饱和期。以松下M11机心电源为例，代表机型是牡丹56C2，饱和时间由C810的放电时间决定。放电电流从C810左端R806开关管
16、基极、脉冲调制管发射极开关管发射极、脉冲调制管集电极变压器F3脚变压器F2脚C810右端C810左端。注意：来自于C813、R817的行逆程脉冲在截止期末尾也要对C810迅速充电，这不但触发了开关管迅速提前导通，而且很有可能要影响饱和期的时间，因为在饱和初期它仍继续对C810充电。当C810容量设计过小时，在截止期间即使增添了充电二极管D806（别的机心不一定都有），也不能满足饱和期所需的放电量，于是只能靠行逆程脉冲补充。早在1998年，家电维修8期12页郑国川、李洪英两位先生在“它激式”开关电源的检修一文中就有非常精辟的论述，广大读者可查阅。在第一种方式中，多数有行逆程脉冲锁频。为了更加安全，脉冲调制管多采用了PNP管，发射极接开关管基极，集电极接开关管发射极，以确保在任何情况下都能与开关管“同开同关”。在开关管饱和的整个过程中，它
