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1、全固态连续波导航雷达性能与指标论证 性能与指标论证一、体制调频连续波（FMCW） 。二、系统组成系统组成见下图。图 1.系统组成框图三、技术指标 1、频率 X 波段，9.3GHz9.4GHz2、峰值功率 100mW3、扫频带宽 小于等于75MHz4、扫频重复频率 200Hz5、扫频时宽 1.2ms6、接收机噪声系数 小于等于6dB7、天线转速 24rpm,+/-108、收/发天线水平波束宽度 5.2+/-10(-3dB 宽度)9、收/发天线垂直波束宽度 25+/-20(-3dB 宽度)10、 收/发天线旁瓣电平 小于等于-18dB(正负10内) 小于等于-24dB(正负10外)11、极化方式
2、水平极化12、通信协议 高速以太网或串口四、性能指标 1、探测距离典型目标探测距离见下表。 表 1.探测距离表 1Nm-1.852km目标类型探测距离大型电站/风场15-25Nm (46.3km)100m高陡峭海岸线10-20Nm稠密城市海岸线6-12Nm覆盖森林的 250m 斜坡海岸线4-8Nm低矮郊区海岸线4-8Nm大型集装箱船7-14Nm小于 50m 的低矮海岸线，浓密植被3-6Nm小岛 2-4Nm鸟群1-2Nm中型汽艇1-2Nm带角反射器的航标0.5-1.5Nm小型汽艇或游船0.25-0.5Nm无角反射器的小型浮标300-800ft皮划艇160-500ft 2、量程50m24Nm, 1
3、7 档可调3、功耗工作：19W 13.8Vdc 待机：2W 13.8Vdc150mA4、电源9V31.2V 直流5、使用环境工作温度：-25+55相对湿度：+35，95RH防水：IPX67 相对风速：51m/s(最大100节)五、组成原理 1、 收发系统组成图 2.收发系统原理框图2、 信号处理系统组成图 3.信号处理原理框图六、关键指标分析论证 1、A/D采样率与采样位数雷达最大量程 24Nm，回波最大延迟：td mAx =2 24 1852 /（3 10E8）= 296.32us最大差拍频率：f b mAx =F/Tm*td mAx =75/1200296.32 = 18.52 MHz 应
4、选择 A/D采样频率fs2fbmAx， 实际可选： fs=40MHz。 采样位数选 16 位，对应动态范围96dB(72dB12Bits)。2、距离分辨率（1） 、理论分辨率 发射波形扫频带宽F=75MHz，理想距离分辨率为：R0 =C/F=3 10E8/(2 75 10E6)= 2m对自差式 FMCW 雷达，当目标回波延时 td，有效带宽降为：F = F (1-td/Tm)式中 Tm 为调制时宽。实际目标距离分辨率为：R =C/(2F (1 td/Tm) )从上式可以看出，FMCW 雷达在不同的探测距离上有不同的距离分 辨率。距离越远，分辨率越差。取 Tm=1.2ms,最小和最大量程的距离
5、分辨率为： 量程=50m, 距离分辨率R2m 量程=24Nm, 距离分辨率R2.66m 以上给出的是距离分辨率的理论计算值，实际距离分辨率还与信号处理（主要是 FFT）的频率分辨精度等因数有关。（2） 、相干处理时间间隔对分辨率的影响 最大量程时的可用相干处理时间间隔：1200 - 296.32 = 903.68s 可用采样点数： 903.68 40 = 36147 为了便于 FFT 处理，若实际采样点数选 32768。对应的频率分辨率： f = 1221 Hz 该频率分辨率对距离分辨率的限制为：R= Tm C f / (2F) =1.2 10E-3 3 10E8 1221 / (2 75 1
6、06) = 2.9304m 该值大于理论距离分辨率，是实际能达到的距离分辨率。 小量程时，差拍频率小，与大量程相比可获得更长的相干处理时间， FFT频率分辨率对雷达距离分辨率的影响可得到一定程度的改善。比如，50m 量程时，最大回波延时 0.33s，可用相干处理时间间隔为：1200 - 0.33 = 1199.67s 频率分辨率： f = 833.56 Hz 该频率分辨率对距离分辨率的限制为：R= Tm C f / (2F) =1.2 10E-3 3 10E8 833.56 / (2 75 106) = 2.0005m因而，FFT 频率分辨率对雷达距离分辨率的影响可忽略。但前提是相干处理时间必
7、须用足。按 40MHz 采样率，50m 量程下的可用样点为 47986。 实际处理时， 可通过补零将序列长度延长至 65536 再进行 FFT。 如此长序列的 FFT 在处理时必须保证有足够的处理动态， 否则将产生 严重的弱小目标损失。（3） 、FFT 加窗对分辨率的影响 信号处理时，若对经 A/D 变换后的回波差拍信号直接进行 FFT， 频谱旁瓣仅为-13dB，在密集目标环境下，大目标的旁瓣谱线可能远 高于邻近小目标的主瓣谱线，从而严重干扰小目标的检测和分辨。为了克服这一问题，一般采用加窗处理的方法压低旁瓣。但加窗处理的负作用是引起频谱主瓣的展宽，使雷达分辨率下降。比如，采用 Hamming
8、窗函数进行加权，旁瓣可压低至-40dB，但主瓣展宽了一倍， 雷达的距离分辨率对应下降了一倍。3、 信号处理损失FMCW 雷达通过 FFT分析差拍频率算出目标距离，FFT 具有所谓的“栅栏效应”，其输出的频谱是离散的，谱线的间隔f 等于相干处理时间的倒数，当差拍回波谱正好等于f 的整数倍时，幅度最大，无损失。而当差拍回波谱位于 FFT 的两根谱线之间时，即：fb = n f f / 2 (n = 0,1, 2,., N ? 1)谱强度下降了0.637倍，即信号损失3.92dB。4、测距精度线性调频连续波雷达的测距精度取决于信号调频的线性度、 测频精度及目标运动引起的距离多普勒耦合等因素。 （1）
9、 、线性度的影响采用 DDS或PLL+VCO 产生 LFMCW 信号的设计方案，可获得较理想的线性度，其对测距精度的影响可不予考虑。 （2） 、测频精度的影响差拍频率测量采用 FFT 方法时，“栅栏效应”其将带来测频误差，最大测频误差发生在差拍频率位于FFT两根谱线之间时： f = f / 2对应的测距误差： R =Tm C f /( 2F)按照前述参数，小量程的误差为1m，大量程误差为1.465m。（3） 、距离多普勒耦合的影响 当目标有径向运动速度 vr 时，其回波频率将产生多普勒频移：fd =2vr/该频率将直接折合到差拍频率中去，引起的测距误差为： R =Tm C fd /(2F)比如
10、，以30节（55.56KPH）速度运动的目标，误差为2.31m。距离多普勒耦合的影响可采用三角波调频的 FMCW 波形，在信号处理时对该误差进行补偿。若采用锯齿波调频，该误差将直接加到系统总误差中去。系统总测距误差为： R = ( R) 2 + ( R) 25、灵敏度频率控制（SFC）在脉冲雷达中一般采用灵敏度时间控制（STC）电路压制近距离强回波，实现合理的信号动态范围控制。FMCW雷达同样面临压缩动态范围的问题，FMCW雷达的近距离强回波除了干扰目标的观察和检测，还会使中频电路过载，中频过载引起的交调会产生多个虚假目标，增加雷达的虚警率。因而，在FMCW雷达中对近距离强回波进行压制对保证探
11、测性能显得尤为重要。FMCW雷达的近距离回波处于差拍中频的低端，远距离回波位于差拍中频的高端，所以要压缩信号的动态，必须压低差拍中频低频段的增益，同时保证在高频段有足够的增益放大小信号，即实现所谓的灵敏度频率控制（SFC）。 SFC电路的频率响应曲线应随频率增加而上升，其上升斜率在每倍频程+6dB+12dB 之间，其控制曲线可随“海浪抑制”操作旋钮的变化而变化。为了取得比较好的效果，电路应放在紧接混频器之后的位置，SFC非常近距离的超大目标回波的抑制靠交流耦合电路实现。6、发/收信号泄漏FMCW 雷达发射机与接收机之间的信号泄漏问题是该体制雷达面临的最突出问题。泄漏的影响表现在两个方面，一是当
12、发射机泄漏到接收机的信号过强，使接收机前端饱和甚至烧毁；二是泄漏信号的噪声边带落入差拍信号的有效带宽内， 严重限制了小信号的检测。 因而，从某种意义上讲，FMCW 雷达对弱小目标的探测能力并不完全受限于接收机的灵敏度，而在很大程度上取决于收发隔离度。LOWRANCE雷达解决收/发隔离问题采取的是收、发双天线分置的传统途径。目前从公开资料上查不到隔离度指标，但从其天线结构和两个天线的间距推测，隔离度应该大于60dB。在收、发天线分置的FMCW系统中，发射信号除了可以通过收、发天线的空间耦合泄漏到接收通道，还可能通过收发模块的电路间耦合到接收电路。所以，在收发前端设计时，必须仔细考虑单元电路的隔离
13、和屏蔽。7、相位噪声对系统性能的影响由于FMCW雷达不可避免的信号泄漏，加上该体制雷达一般采用“零拍型”接收方案，发射信号相位噪声对系统性能的影响在方案设计和电路设计阶段都必须加以仔细考虑。任何射频产生电路在产生发射信号的过程中除产生所需要的信 号外，还不可避免地同时产生相位噪声。从频谱上看，相位噪声谱对称分布于主信号谱两边。噪声边带可分为两个部分：一部分相互之间及与主载频谱线之间的相位关系构成调幅（AM）噪声；另一部分构成调制度很小的频率调制（FM）噪声。噪声的一部分由于隔离度的限制泄漏到接收机的输入端；对零拍型FMCW雷达，本振信号直接取之于发射信号的一部分。因而，发射信号的边带噪声也要作
14、用于混频器的本振输入端。泄漏信号与本振的相互作用使一部分噪声变换到差拍中频，差拍中频中的这一部分噪声将直接影响接收机的灵敏度。FMCW雷达系统设计时为了减少边带噪声的影响，除了在信号产生电路设计时尽量采取低噪声方案，还必须在接收机设计时采取抑制信号边带噪声的措施。为了抑制本振的AM噪声，混频器电路一般采用平衡混频器，但即使采用平衡混频器，泄漏到混频器信号输入端的发射信号中的AM噪声仍会变换到差拍中频中去。 抑制FM噪声的有效措施是对消，对消的原理是保持泄漏到混频器信号输入端的信号和本振信号有尽量一致的传输路径长度。这样，两路信号的FM噪声保持高度的相关性，混频器输出的FM噪声就得到了有效的抑制
15、。通过精心设计，这种方法可取得相当好的效果。所以，尽管发射噪声中的FM噪声电平远高于AM噪声电平，但通过对消，FM噪声对差拍中频的影响甚至小于AM噪声。 当允许因相位噪声泄漏引起的噪声功率增加n倍，相噪、隔离度等参数应满足以下关系：Pt + N + Iso + C -174 + NF + 10 lg( n-1)式中：Pt 为发射功率，单位 dBmN为发射相位噪声，单位 dBc/HzIso 为收发隔离度，单位 dB C 为对消比，单位 dB -174 为热噪声功率，单位 dBm/Hz NF为噪声系数，单位dB8、近距离强杂波和大目标的影响由于体制的特殊性，近距离固定地物的回波和大目标的回波所含发射信号相位噪声对目标检测有显著影响。这种影响的机制与泄漏信号的影响是
