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1、BOOST变换器,报告人：王同新,2003年12月,1.BOOST变换器的电路拓扑,2.BOOST变换器的工作原理,当晶体管导通时，二极管截止(t=0DTs)，输入电压Vs向能量传递电感L充磁，负载电压Vo靠滤波电容C维持；当晶体管截止时，二极管导通(t=DTsTs)，电感把前一阶段贮存的能量全部释放给负载和电容显然，晶体管导通的时间越长，即D越大，负截获得的能量越多，输出电压越高。,3.CCM主要参量的稳态波形,4.BOOST变换器CCM稳态分析,由电感电压伏秒平衡原理有:,得:,Boost变换器的稳态电压变比永远大于1，所以Boost变换器也称为升压变换器。,5.CCM Boost变换器稳
2、态电压变比特性,6.CCM Boost变换器电感电流纹波,电感电流纹波 （峰值到平均值）为：,峰峰值为：,假设效率为，则输入输出的电流比为：,7.DCM MODE,当电感L较小，或电阻R较大，或开关颇率fS较低时，BOOST变换器也将工作在不连续导电模式下，如下图：,8.BOOST变换器DCM稳态分析,由电感电压伏秒平衡原理有:,得:,DCM模式下，Boost变换器的稳态电压变比仍永远大于1，但M不但与导通比D1有关，也与D2有关，而D2取决于电路参数。,9.DCM主要参量的稳态波形,10.D2与电路参数的关系推导,11.DCM与CCM模式的稳态电压变比曲线,12.DCM与CCM的临界条件,是
3、连续与不连续导电模式的分界条件，则有：,可得BOOST变换器连续与不连续导电模式的临界条件为：,当KKcrit时为连续导电模式，当KKcrit时为不连续导电模式。,13.Kcrit与M和D1关系的图解,14.BOOST变换器的优缺点,BOOST变换器的优点：输入电流是连续的，这减轻了对电源的电磁干扰；开关晶体管发射极接地使驱动电路简单BOOST变换器的缺点是：输出侧二极管的电流是脉动的，使输出纹波较 大所以实际应用中，在二极管与输出之间常加入一个输出滤波网络.电压变比水远大于1，即它只能升压，不能降压,15.UCC3818功能介紹,UCC3818为主动PFC提供了很多的功能。这个控制器通过调整
4、交流输入电流的波形来符合交流输入电压。平均电流能保持一个稳定的、低失真的正旋曲线。 通过BIOMOS制程设计出来的UCC2817/UCC2818具备新的功能，例如低啟動电流、低功率损耗、过电压保护、短路保护、一项重要的边缘调制技术是降低BULK电容的纹波电流，还有一个低offset電壓(2mV)的电流放大器的应用来降低在轻载情况下的失真。 UCC2817通过它的低啟動电流来提供一个在线的(on chip)稳压器,适合应用在BOOST升壓電路中,UCC2818 倾向于运用在固定電壓的提供上,16.UCC3818 Block Diagram,17.UCC3818 极限參數,供应电压VCC 18V门
5、驱动电流(連續值)： 0.2A门驱动电流，50的占空比 1.2A输入电压CAIMOUTSS： 8V输入电压PKLMT: 5V输入电压VSENSE、OVP/EN: 10V输入电流RT、IAC、PKLMT 10mA输入电流Vcc(no switching) 20mA最大负向电压DRVOUT、PKLMT、MOUT -0.5V功率损耗1W,18.UCC3818管腳圖,19.管腳功能,1.GND:所有的电压都以此PIN為参考电压。VCC和REF要用 一个0.1UF或更大的电容直接串接到地. 2. PKLMT（PFC峰值電流限制）峰值電流限制的門限電壓為0V從電流檢測電阻的負端接一個電阻到VREF,在PK
6、LMT得到一個分壓這樣就可以通過電流檢測電阻和接到VREF的電阻來設定峰值電流的限制峰值電流限制當PKLMT的電壓由正端過零時動作 3. CAOUT:（电流放大器的输出）这是一个宽频带功率放大器的输出，他用来感应线性电流，控制PFC的PWM来校正占空比。一些用作补偿的零件常放于CAOUT和MOUT之間,管腳功能（續）,4. CAI(电流放大器的正输入端):将一个电阻放到该PIN和 GND之间可作为Sense电阻用。这一输入和反向输入(MOUT) 使其电压下降并低于GND. 5. MOUT (乘法器的输出和电流放大器的反向输入)作為 乘法器的輸出這是一個電流對于電流放大器這是一個高阻抗的輸入這時
7、可以把電流放大器作為一個差模放大器這种結构可以提高抗干扰性保証預調節器正常工作乘法器的輸出電流被限制在2*IIAC此電流可以由下式給出 這里K=1/V是乘法器的增益,管腳功能（續）,6. IAC:(与输入电压成比例的電流)输入到模拟乘法器的是一个和线性电压成比例的电流。这个乘法器要求从电流的输入到输出只能有很小的失真。建议最大的IIac是500uA. 7. VAOUT（電壓放大器輸出）此PIN是調整輸出的放大器的輸出電壓放大器的輸出在內部被限制在5.5V以防止過沖8. VFF（前向反饋電壓）電壓的有效值信號通過IIAC的1/2電流鏡向產生從而形成一個單极點的外部濾波器在低電壓時VFF電壓應是1
8、.4V 10. OVP/EN(過壓/使能)如果BOOST輸出電壓高于設定的電平或者PFC輸出驅動和Soft start复位的情況下將此Pin拉到典型值1.9V以下就會使得芯片關閉,管腳功能（續）,11. VSENSE（電壓放大器的反向輸入端）正常情況下此Pin与補償网絡和BOOST變換器輸出的分壓网絡相聯 12. RT（設定振盪充電電流）在RT到地串接一個電阻來設定振蕩器的充電電流推荐使用10K100Kohm的電阻此PIN正常時的電壓為3V. 9. VREF（參考電壓輸出）VREF是精确到7.5V的電壓基准輸出這個輸出對于周邊電路和內部短路電流限制可以提供20mA的電流VREF在VCC電壓低于
9、UVLO門坎電壓時保持在0電位的無效狀態為了更好的穩定性直接在VCC到GND串接一個0.1uF或者更大的電容VREF電壓与VCC和IVREF的關系如下,管腳功能（續）,管腳功能（續）,13. SS（軟啟動）Vss在VVCC低的情況下放電當使能時SS通過一個電流源給外部的電容充電在開机時此電壓被用于電壓誤差信號能使得PWM的脈寬慢慢張開在VVCC下降的時候OVP/EN被迫拉到1.9V以下SS快速放電關閉PWM 14. CT:(振荡定时电容)在CT和GND之间放置一个电容可以调节PWM的振荡频率。依据是：f=0.6/(RTxCT)，从振荡电容到GND的路徑要尽可能的短和直。 15. VCC在10V
10、17V的正常運作下需要至少20mA的電流VCC到GND要直接串接電容用來吸收電源電流的SPIKE以便給輸出MOSFET的柵極電容充電如果VCC電壓沒有上升到上限門坎或掉到了下限門坎則芯片不會工作,管腳功能（續）,16. DRVOUT：（门驱动）开关的输出驱动是一个圖騰柱式的MOSFET。用一個门电阻来防止因门阻抗和输出之间的干扰，並防止輸出驅動的過沖如下圖曲線可以确定門驅動電阻的最小需要值,20.BOOST 電感,BOOST變換器的電感值由下式決定,式中D為脈沖寬度I為電感電流的峰峰值fs為開關頻率例如一電路開關頻率為100KHz峰峰值電流為875mA最大的脈寬為0.688最小的輸入電壓的有效
11、值為85V則BOOST電感的值為1mH此算式中的值要取輸入最小電壓的峰值電感電流的峰峰值要取最大值,L=U*D/ I* fs,21.輸出電容的決定,兩個主要的參數是電容和電壓值先決定輸出電容電容值是由hold up time決定的可以用輸出功率輸出電壓和保持時間來表示輸出電容值如下,實際上這樣計算到的最小電容值也許是不准确的這是因為輸出峰峰值電壓的規格限制了輸出電容的串聯等效阻抗要想得到足夠低的串聯等效阻抗需要比計算值更高的電容值輸出電容的串聯等效阻抗能夠被最大容許的峰峰值電壓決定而峰峰值電壓又由電感電流的峰峰值決定,22.功率開關的選擇,對于任何開關電源的設計都要權衡產品的性能成本和体積大小
12、選擇一個功率開關去計算組成轉換器的几顆元件在開關頻率下的轉換總損耗是有用的轉換中的總損耗是開關損耗和傳輸損耗的和開關損耗由柵极電荷損耗Coss損耗導通損耗和關斷損耗組成,這里QGATE是總的柵极電荷VGATE是柵极驅動電壓fs是時鐘頻率COSS是MOSFET的漏极電容IL是電感的峰值電流tON和tOFF是開關時間VOFF是截止時開關兩端的電壓這時VOFF=VOUT,功率開關的選擇（續）,傳導損耗可以由開關的導通阻抗RDS(on)和方波的有效值計算,這 這儿的K是厂商提供的RDS(on)与結溫曲線的溫度系數計算這些損耗並劃出与開關頻率的曲線以便于設計者決定是否厂商的元件此開關頻率下有最好的性能或
13、者是否開關頻率對特定的功率開關有最小的損耗,23.軟啟動,軟啟動線路用于防止開机時輸出電壓的過沖這是通過讓電壓放大器的輸出慢慢增加從而讓PWM的占空比慢慢增加來實現的可以按照以下算式來計算軟啟動Pin腳的電容,24.乘法器,乘法器的輸出是一個代表所期望的輸入電流的信號對電流放大器是一個輸入信號而電流放大器可以設定電流環以控制電流從而得到高的功率因數同樣乘法器的正确功能取決于成功的設計乘法器的輸入是電壓放大器的輸出信號VAOUT代表輸入交流電网電壓的信號IIAC輸入反饋信號VVFF乘法器的輸出IMOUT可以表示為,這里K=1/V是乘法器的增益,乘法器（續）,IIAC信號是通過在整流后的位置到UC
14、C3818的IAC PIN串接一個大電阻得到的所選擇的RIAC要保証高電壓時能得到最大的IIACUCC3818的最大IIAC是500uA一個更高的電流會使得乘法器的輸出非線性化一個更小的電流可以使得乘法器保持輸出線性但干扰卻變成了問題尤其在低電壓時如果是85Vac264Vac的全電壓范圍可以給出RIAC的值為750KOHM由于1/4W標准電阻的限制可以用几個串聯而不必用高壓電阻在IC內部有一個從IAC到VFF的電流鏡(mirror 2:1)VFF是一個与電网電壓成比例的前饋電壓信號VFF電壓用于保持電源增益的穩定并且提供輸入功率的限制以下算式用于計算VFF電阻的大小RVFF以提供功率限制這儿V
15、IN(min)是最小有效值輸入電壓,乘法器（續）,因為VFF電壓是由電网電壓產生的所以需要一個足夠的濾波器以濾除諧波干扰(120Hz左右)一個單极點的濾波器在此已足夠假設總諧波的1.5%允許從此輸入并且二次諧波的峰峰值為輸出AC電网電壓的33%則濾波器的衰減為,對于120Hz的峰峰值衰減到0.045所需要的濾波器的极點fp為 fp=120Hz*0.045=5.4Hz,乘法器（續）,假設RVFF=61.9K下式可以計算出低通濾波器的電容CVFF:,RMOUT電阻要与通過電流檢測電阻到乘法器的最大電流相匹配最大的乘法器電流IMOUT(max)由下式決定,則RMOUT阻值為,25.電壓環,第二個諧波干扰點是輸出電容在工頻的二次諧波頻率處的峰峰值這個峰峰值通過誤差放大器反饋並在乘法器的輸入表現為次諧波為了系統的穩定性和減弱諧波的干扰電壓環必須要補償,
