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1、逆变电源逆变电源设计与总结报告设计与总结报告 2013 年年 5 月月 6 日星期一日星期一 1 目录目录 一一、方案论证与比较方案论证与比较2 1、总体方案的比较 2 2、隔离型 DC-DC 电路方案 3 3、高频变压器后级整流方案 3 4、SPWM 波产生方案 .4 二、理论分析与计算二、理论分析与计算4 1.高频变压器参数设计 4 2. LC 低通滤波参数设计5 三、电路与程序设计三、电路与程序设计5 1.推挽式隔离型直流变换电路 5 2.逆变电路 7 3.保护电路 7 4.辅助电源 8 5.SPWM 产生程序 .8 四、测试结果及分析四、测试结果及分析9 1.测试方法与测试条件 9 2
2、.主要测试结果 9 元件参数根据计算可知，元件参数根据计算可知，L=4.7UH,C=2.2UF.仿真波形如图仿真波形如图 11 所示。所示。 10 五、设计总结五、设计总结10 摘要 本设计实现了一种基于的高频链逆变电源。系统由输入欠压保护、推挽升 压、全桥逆变、SPWM 波产生、低通滤波、输出过流保护、辅助电源等电路组成。 12V 的直流电通过推挽式变换逆变为高频方波，经高频变压器升压，再整流滤 波得到一个稳定的约 320V 直流电压。前级 DC-DC 变换采用 SG3525 驱动 MOSFET 得到高压直流电，然后通过产生的 SPWM 驱动全桥电路，再经低通滤波得到 220V 的工频正弦交
3、流电。采用反激式开关电源升压再经稳压芯片稳压供电很好 的实现隔离，并且具有输入欠压保护和输出过流保护，输出功率可达 100W。该 电源体积小、效率高、输出电压稳定，非常适用于车载逆变器。 关键词：推挽升压 全桥逆变 滤波 反激式 1 Abstract This design implements a Cortex M3 based on the high-frequency link inverter power supply.System consists of input undervoltage protection, push- pull boost, full-bridge inve
4、rter, SPWM wave generator, low pass filtering, output over-current protection, auxiliary power and other circuit.12V direct current through the push-pull inverter is a high frequency square wave transform, the high-frequency step-up transformer, then rectified and filtered to get a stable DC voltage
5、 of about 320V.Former level DC-DC conversion by using SG3525 drive MOSFET high voltage DC and then generate the SPWM drive M3 full bridge circuit, and then low-pass filter obtained by the frequency sinusoidal AC 220V.With a flyback switching power supply step-up regulator chip re-powering through th
6、e realization of good isolation, and with input voltage protection and output over-current protection, output power up to 100W.The power, small size, high efficiency, output voltage stability, ideal for automotive inverter. Key words: push-pull boost full-bridge inverter flyback M3 概述 逆变器也称逆变电源，是将直流
7、电能转变成交流电能的变流装置，是太阳 能、风力发电中一个重要部件。随着微电子技术与电力电子技术的迅速发展， 逆变技术也从通过直流电动机交流发电机的旋转方式逆变技术，发展到二 十世纪六、七十年代的晶闸管逆变技术，而二十一世纪的逆变技术多数采用了 MOSFET、IGBT、GTO、IGCT、MCT 等多种先进且易于控制的功率器件，控制电路 也从模拟集成电路发展到单片机控制甚至采用数字信号处理器（DSP）控制。各 种现代控制理论如自适应控制、自学习控制、模糊逻辑控制、神经网络控制等 先进控制理论和算法也大量应用于逆变领域。其应用领域也达到了前所未有的 广阔，从毫瓦级的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压
8、直流输电换流站；从 日常生活的变频空调、变频冰箱到航空领域的机载设备；从使用常规化石能源 的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备，都少不了逆变 电源。毋须怀疑，随着计算机技术和各种新型功率器件的发展，逆变装置也将 向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。 一一、方案论证与比较方案论证与比较 1 1、总体方案的比较、总体方案的比较 方案一：如图 1 所示，12V 的直流电经过 DC-AC 逆变成 10V/50HZ 交流电， 再经工频变压器升压到 220V. 2 512V DC全桥逆变 220V AC DC-DC 辅助电源 15V 5V 工频变压器 升压 单片机过流保护
9、SPWM 10V AC 如图 1 方案一原理框图 方案二：系统框图如图 2 所示，本系统主要由推挽升压电路、全桥逆变电 路、SPWM 波产生电路、保护电路和辅助电源等电路组成。12V 直流电压经过推 挽式高频逆变和高频整流得到高压直流电，在经全桥 DC-AC 逆变和低通滤波输 出 220V 的工频交流电。 DC-DC 推挽升压 全桥逆变 220V AC DC-DC 辅助电源 15V 5V 低通滤波 单片机过流保护 SPWM 270V DC 220 V AC 图 2 方案二电路框图 方案一比较简单，升压斩波电路前后级电压倍数低，可以采用非电气隔离 性直流变换器，但采用工频变压器经 AC-AC 升
10、压，存在体积大，效率低等缺陷。 方案二实现了无工频变压器的逆变电路，可以很好的克服方案一存在的问 题，同时保证了电源输出电压更稳定、更平滑。 通过比较，本设计选择方案二。 2 2、隔离型、隔离型 DC-DCDC-DC 电路方案电路方案 方案一：采用半桥式变换电路，该电路对开关管的耐压值要求低，开关管 截止时承受电压为电源电压，所用功率变压器的铁芯没有单向偏磁现象，但对 电流要求大。 方案二：采用推挽式变换电路，这种电路一般需要选择高耐压值的开关管， 电流要求低，截止时开关管承受电压为电源电压两倍以上。两组开关管的漏极 连在一起，门极驱动电路无需彼此绝缘，驱动电路简单。 由于本系统输入只有 12
11、V，但电流将近 10A,采用方案一获得同样的输出功 率要求开关管流过方案二两倍的电流，管子发热严重。而方案二即使要求开关 管承受电压为电源的两倍，也不过 24V，一般 MOSFET 完全胜任。 3 通过比较，本设计选择方案二。 3 3、高频变压器后级整流方案、高频变压器后级整流方案 方案一：采用全波整流电路，电流回路中只有一个二极管压降，损耗小， 整流过程中只需两个二极管。但是，二极管关断时承受反压是二倍的交流电压 幅值，对器件耐压值要求比较高，而且变压器二次绕组有中心抽头，制作复杂。 方案二：利用全桥整流，二极管断态时承受反压仅为交流电压幅值，而且 变压器绕组结构简单。缺点是任意时刻电感的电
12、流总要相继流过两个二极管， 损耗大。 通过比较，由于逆变后电压较大有 300400V，对管子耐压要求较高。为 了使变压器绕制简单，管子耐压较低，选择方案二。 4 4、SPWMSPWM 波产生方案波产生方案 方案一：采用模拟电路实现 SPWM。由模拟元件构成的三角波和正弦波产生 电路分别产生三角载波信号 ut 和正弦调制波信号 ur 送入电压比较器，从而产 生 SPWM 波，这种利用模拟电路调制方式的优点是完成 Ut 与 ur 信号的比较和 确定脉冲所用的时间很短，几乎是瞬问完成而且 ut 和 ur 的交点是非常精确的， 未做任何近似处理。 方案二：采样法软件计算实现 SPWM，利用 msp43
13、0g2553 通过编程直接生成 SPWM 波。充分利用 M3 内部带死区可调的 PWM 模块和丰富的定时器，轻松实现 稳定可靠 SPWM 波。 方案一电路复杂，而且正弦波不太稳定，方案二电路极其简单且程序也不 复杂，输出 SPWM 非常漂亮。故本次设计选择方案二。 二、理论分析与计算二、理论分析与计算 1.1.高频变压器参数设计高频变压器参数设计 1.1 磁芯选择与参数计算 选择铁氧体磁芯，先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP, 根据AP值, 查表找出所需磁芯材料之编号。由于输出要求100W,当效率为0.8时， 逆变器输入端应有120W,考虑到温升问题高频变压器功率预留6% 的
14、裕度, 则设 计输出功率为Po= 1.06*120= 127W 。由于变压器用于推挽变换电路当中, 由 4 10 4 f B KJ P AA AP m o ew 其中J=400A/cm4, K =0.4,=0.8,=0.8,f=60KHZ,Bm =0.2。求得 AP=0.7395cm4，查磁芯参数表知EC42符合设计要求，再根据型号查找对应的有 效截面积Ae=2.04cm2。 1.2 变压器匝数计算 初级绕组匝数为： 1.43 04. 22 . 0 10 604 10 14 4 10 N 3 44 max 1 AB f V em s i 取初级匝数 N1=2。 次级绕组匝数为： 2 . 502
15、 45 . 0 212 2702 . 01 . 1 2 1 maxmin 2 N DV VVV N i OLfD 取次级匝数为 50 匝。 1.3 绕组导线线径及股数计算 采用铜线考虑集肤效应，由于开关频率为 60KHZ,故穿透深度为： mmmm f 4.502,27. 0 1000*60 1 . 66 1 . 66 故 可知线径不得超过 0.54mm，取线径为 0.38mm。 根据工程实际情况和绕组损耗, 取 J= 4A/mm2,导线直径为 =0.38mm,由设计要 求知 Iimax=12A,IOMAX=0.45A,由公式： 45.26 )2/38 . 0 (1415 . 3 4 12 2
16、max S J I N W i p 可知初级线圈采用 26 股并绕，同理可求出次级线圈股数为 1 股。 2.2. LCLC 低通滤波参数设计低通滤波参数设计 为了将 SPWM 波的谐波分量滤除，在逆变器的输出端加了 LC 滤波器，从 而得到正弦交流信号，滤波器的截止频率一般都是开关频率的 1/101/2，设定 SPWM 波的频率为 20K，则 f 定为 1.2kHZ，由公式 LC f 2 1 取电容 C=3.3uF，电容选择聚丙电容，得 L=4.7mH。 5 三、电路与程序设计三、电路与程序设计 1.1.推挽式隔离型直流变换电路推挽式隔离型直流变换电路 如图 3，电路由脉宽调制芯片 SG3525 产生带死区互补 PWM 波驱动 IRF3205，两个开关管经变压器初级绕组的中心端交替导通，每次导通时间小于 半个周期。次级整流二极管也轮流导通，交替经滤波电感向负载提供电流并向 电容充电
