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1、第第2 2章章 调制解调调制解调第第2章章 调制解调调制解调9/16/20241第第2 2章章 调制解调调制解调v2.1概述v2.2数字频率调制q2.2.1移频键控调制(FSK)q2.2.2最小移频键控(MSK)q2.2.3高斯滤波的最小移频键控(GMSK)q2.2.4高斯滤波的移频键控(GFSK)v2.3数字相位调制q2.3.1移相键控调制(PSK:PhaseShiftKeying)q2.3.2四相相移键控调制(QPSK)和交错四相相移键控调制(OQPSK)q2.3.3/4-DQPSK(正交差分相移键控)调制:v2.4正交振幅调制(QAM)v2.5扩展频谱调制v2.6正交频分复用9/16/2
2、0242第第2 2章章 调制解调调制解调2.1概述v调制的目的是把要传输的模拟信号或数字信号变换成适合信道传输的高频信号。q该信号称为已调信号。q调制过程用于通信系统的发端。q在接收端需将已调信号还原成要传输的原始信号，该过程称为解调。9/16/20243第第2 2章章 调制解调调制解调v按照调制器输入信号的形式，调制可分为模拟调制(或连续调制)和数字调制。q模拟调制指利用输入的模拟信号直接调制(或改变)载波(正弦波)的振幅、频率或相位，从而得到调幅(AM)、调频(FM)或调相(PM)信号。q数字调制指利用数字信号来控制载波的振幅、频率或相位。常用的数字调制有：移频键控(FSK)和移相键控(P
3、SK)等。9/16/20244第第2 2章章 调制解调调制解调v移动通信信道的基本特征是：q第一，带宽有限，它取决于使用的频率资源和信道的传播特性；q第二，干扰和噪声影响大，这主要是移动通信工作的电磁环境所决定的；q第三，存在着多径衰落。v 研究调制解调技术的主要内容可以概括为：研究调制解调技术的主要内容可以概括为：q调制的原理及其实现方法；调制的原理及其实现方法；q已调信号的频谱特性；已调信号的频谱特性；q解调的原理和实现方法；解调的原理和实现方法；q解调后的信噪比或误码率性能等。解调后的信噪比或误码率性能等。9/16/20245第第2 2章章 调制解调调制解调v下面以调频信号为例说明调制解
4、调的过程及其信号特征和性能。v设载波信号为(2-1)式中，Uc载波信号的振幅，c载波信号的角频率，0载波信号的初始相位。调频和调相喜好可以写成下列一般形式：调频和调相喜好可以写成下列一般形式：(2-2)式中，(t)为载波的瞬时相位。9/16/20246第第2 2章章 调制解调调制解调v设调制信号为um(t),则调频信号的瞬时角频率与输入信号的关系为(2-3)(2-4)9/16/20247第第2 2章章 调制解调调制解调v因而调频信号的形式为(2-5)(2-6)(2-7)(2-8)为调制指数。9/16/20248第第2 2章章 调制解调调制解调v将式(2-7)展开成级数得式中，Jk(mf)为k阶
5、第一类贝塞尔函数：(2-9)(2-10)9/16/20249第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-1FM信号的频谱(mf=2)9/16/202410第第2 2章章 调制解调调制解调v若以90%能量所包括的谱线宽度(以载频为中心)作为调频信号的带宽，则可以证明调频信号的带宽为B=2(mf+1)Fm=2(fm+Fm)(2-11)若以99%能量计算，则调频信号的带宽为(2-12)9/16/202411第第2 2章章 调制解调调制解调v在接收端，输入的高斯白噪声(其双边功率谱密度为N0/2)和信号一起通过带宽B=2(mf+1)Fm的前置放大器，经限幅后送入到鉴频器，再经低通滤波后得到所需的信号。在限
6、幅器前，信号加噪声可表示为r(t)=uFM(t)+n(t)=Uccosct+(t)+xc(t)cos(ct)-yc(t)sin(ct)=Uccosct+(t)+V(t)cosct+(t)=Uc(t)cos(t)(2-13)9/16/202412第第2 2章章 调制解调调制解调v式中，Uc(t)经限幅器限幅后将为一常量，而(2-14)在大信噪比情况下，即UcV(t),有(2-15)9/16/202413第第2 2章章 调制解调调制解调v鉴频器的输出为(2-16)式中，第一项为信号项，第二项为噪声项。9/16/202414第第2 2章章 调制解调调制解调v经过低通滤波后，信号的功率为(2-17)噪
7、声的功率为(2-18)9/16/202415第第2 2章章 调制解调调制解调v从而得输出信噪比为(2-19)因为输入信噪比为(2-20)9/16/202416第第2 2章章 调制解调调制解调v所以经过鉴频器解调后，信噪比的增益为(2-21)但在小信噪比情况下，即Uc01或0011时，会产生180o的载波相位跳变，这种相位跳变引起包络起伏，从而引起频谱扩展。为消除180o的相位跳变在QPSK基础上提出了OQPSK（交错四相相移键控）调制方式。9/16/202486第第2 2章章 调制解调调制解调二、OQPSK信号9/16/202487第第2 2章章 调制解调调制解调9/16/202488第第2
8、2章章 调制解调调制解调9/16/202489第第2 2章章 调制解调调制解调vOQPSK调制与QPSK调制类似，不同之处是在正交支路引入了一个比特(半个码元)的时延，这使得两个支路的数据不会同时发生变化，因而不可能像QPSK那样产生的相位跳变，而仅能产生/2的相位跳变。因此，OQPSK频谱旁瓣要低于QPSK信号的旁瓣。9/16/202490第第2 2章章 调制解调调制解调OQPSK的星座图和相位转移图9/16/202491第第2 2章章 调制解调调制解调v正交相移键控（QPSK）q正交相移键控原理q相邻码元最大相位差可达180s(t)Ota1a2a3a5a7a4a6a89/16/202492
9、第第2 2章章 调制解调调制解调v偏置正交相移键控（OQPSK）q偏置正交相移键控原理q相邻码元最大相位差可达90s(t)Ota1a2a3a5a7a4a6a89/16/202493第第2 2章章 调制解调调制解调9/16/202494第第2 2章章 调制解调调制解调QPSK, OQPSK, MSK的功率谱密度的功率谱密度 9/16/202495第第2 2章章 调制解调调制解调2.3.3 /4-DQPSK(正交差分相移键控)调制调制:v/4-DQPSK是对QPSK信号特性的进行改进的一种调制方式。u改进之一是将QPSK的最大相位跳变,降为3/4,从而改善了/4-DQPSK的频谱特性。u改进之二是
10、解调方式。QPSK只能用相干解调，而/4-DQPSK既可以用相干解调也可以采用非相干解调。v已应用于IS-136、PDC和PACS系统中。9/16/202496第第2 2章章 调制解调调制解调设已调信号式中，k为kTst(k+1)Ts之间的附加相位。上式可展开成当前码元的附加相位k是前一码元附加相位k-1与当前码元相位跳变量k之和，即9/16/202497第第2 2章章 调制解调调制解调其中，sink-1=Vk-1,cosk-1=Uk-1，上面两式可改写为：表2-2/4-DQPSK的相位跳变规则SI , SQ与与k的对应关系表的对应关系表SISQ9/16/202498第第2 2章章 调制解调调
11、制解调图2-26/4-DQPSK信号的产生9/16/202499第第2 2章章 调制解调调制解调图2-27/4-DQPSK的相位关系9/16/2024100第第2 2章章 调制解调调制解调为了使已调信号功率谱更加平滑，对图2-26中的低通滤波器的特性应有一定的要求。美国的IS-136数字蜂窝网中，规定这种滤波器应具有线性相位和平方根升余弦的频率响应，其传输函数为：式中，为滚降因子。在IS-136中，取=0.35。9/16/2024101第第2 2章章 调制解调调制解调设该滤波器的矩形脉冲响应函数为g(t)，那么最后形成的/4-DQPSK信号可以表达为9/16/2024102第第2 2章章 调制
12、解调调制解调v多进制移相键控调制信号点之间的最小距离随着进制数M的增加而减小，使得相应的信号判决区域随之减小，信号容易受到噪声和干扰的影响，接收信号错误概率随之增大。v为了在保持多进制数字调制的频谱利用率的同时，提高接收信号可靠性能，可以采用振幅相位联合键控(APK),也被称为正交振幅调制(QAM)。2.4 正交振幅调制正交振幅调制(QAM)9/16/2024103第第2 2章章 调制解调调制解调16进制正交振幅调制(16QAM)v正交振幅调制是用两个独立的基带波形对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制。v16QAM信号星座图相邻信号点之间具有比16PSK更大的距离。9/16/202
13、4104第第2 2章章 调制解调调制解调v假设已调信号的最大幅度为1，不难算出MPSK时星座图上信号点的最小距离为：vMQAM时，若星座图为矩形，则最小距离为：v当M=4时，；4PSK与4QAM的星座图相同。v当M4时，例如M=16，则可算出这说明16QAM的抗干扰能力优于16PSK。9/16/2024105第第2 2章章 调制解调调制解调对于方型QAM来说，它可以看成是两个脉冲振幅调制信号之和，因此利用脉冲振幅调制的分析结果，可以得到M进制QAM的误码率为式中,k为每个码元内的比特数，k=lbM(lb=log2),b为每比特的平均信噪比。9/16/2024106第第2 2章章 调制解调调制解
14、调图4-44M进制方型QAM的误码率曲线9/16/2024107第第2 2章章 调制解调调制解调图2-45M进制星型QAM的星座图(a)4QAM;(b)16QAM;(c)64QAM对比16进制方形QAM星座相，16进制星型QAM星座的振幅环由方型的3个减少为2个，相位由12种减少为8种，这有利于接收端的自动增益控制和载波相位跟踪。9/16/2024108第第2 2章章 调制解调调制解调2.5扩展频谱调制2.5.1扩展频谱通信的基本概念v扩展频谱(SS，SpreadSpectrum)通信简称为扩频通信。v扩频通信的定义可简单表述如下：q扩频通信技术是一种信息传输方式q在发端采用扩频码调制，使信号
15、所占的频带宽度远大于所传信息必需的带宽q在收端采用相同的扩频码进行相关解扩以恢复所传信息数据。9/16/2024109第第2 2章章 调制解调调制解调l为什么要扩频q扩频是利用带宽大大扩展达到抗干扰的目的lShannon 关于信道容量的公式：在有噪声干扰条件下，有信道容量 或其中： B 信道带宽(HZ) S 信号平均功率(W) N 噪声平均功率(W)，N0白噪声单边功率谱公式说明：信道带宽可以和信噪比互相交换，保持C不变。扩频技术就是实施这种交换的有效方法。9/16/2024110第第2 2章章 调制解调调制解调1）信号带宽未扩频前的信号带宽q信息理论指出，为了抗干扰，信号的波形应和噪声类似，
16、有尽可能大的带宽。2）扩频过程与被传输的信息是独立的。3）扩频过程是收方知道的。扩频信号特点扩频信号特点9/16/2024111第第2 2章章 调制解调调制解调2.5.2扩频调制1.扩频通信系统类型扩频通信的一般原理如图:图2-46扩频通信原理框图9/16/2024112第第2 2章章 调制解调调制解调v扩频通信系统提高了系统的抗干扰能力；v用系统输出信噪比与输入信噪比二者之比来表征扩频系统的抗干扰能力；v理论分析表明，各种扩频系统的抗干扰能力大体上都与扩频信号带宽B与信息带宽Bm之比成正比。工程上常以分贝(dB)表示，即(2-93)Gp:扩频系统的处理增益9/16/2024113第第2 2章
17、章 调制解调调制解调分为：v直接序列(DS)扩频v跳频(FH)v跳时(TH)v线性调频(Chirp)v以及上述几种方式的组合。(如：DS/FH、DS/TH、DS/FH/TH等)9/16/2024114第第2 2章章 调制解调调制解调v1)直接序列(DS,DirectSequency)扩频q直接用具有高码率的扩频码序列在发端去扩展信号的频谱。而在收端，用相同的扩频码序列去进行解扩，把展宽的扩频信号还原成原始的信息。q直接序列扩频的原理如图2-47所示。9/16/2024115第第2 2章章 调制解调调制解调2)跳频(FH，FrequencyHopping)q用一定码序列进行选择的多频率频移键控。
18、也就是说，用扩频码序列去进行频移键控调制，使载波频率不断地跳变，因此称为跳频。qFSK&FH简单的频移键控如2FSK，只有两个频率，分别代表传号和空号。而跳频系统则有几个、几十个甚至上千个频率，由所传信息与扩频码的组合去进行选择控制，不断跳变。9/16/2024116第第2 2章章 调制解调调制解调 The narrowband signal is “hopping” over different carrier frequencies based on the PN sequence.Frequency-Hoping9/16/2024117第第2 2章章 调制解调调制解调图2-48跳频(FS
19、)系统 (a)原理示意图；(b)频率跳变图案9/16/2024118第第2 2章章 调制解调调制解调v在频域上输出频谱在一宽频带内所选择的某些频率随机地跳变。v在收端，为了解调跳频信号，需要有与发端完全相同的本地扩频码发生器去控制本地频率合成器，使其输出的跳频信号能在混频器中与接收信号差频出固定的中频信号，然后经中频带通滤波器及信息解调器输出恢复的信息。v跳频信号的带宽信息带宽。9/16/2024119第第2 2章章 调制解调调制解调3)跳时(TH，TimeHopping)q指使发射信号在时间轴上跳变。q先把时间轴分成许多时片。在一帧内哪个时片发射信号由扩频码序列去进行控制。q可以把跳时理解为
20、用一定码序列进行选择的多时片的时移键控。q由于采用了窄很多的时片去发送信号，相对来说，信号的频谱也就展宽了。9/16/2024120第第2 2章章 调制解调调制解调图2-49跳时系统(a)组成框图；(b)跳时图例9/16/2024121第第2 2章章 调制解调调制解调4)各种混合方式vFH/DS、DS/TH、DS/FH/TH等等；v实现较困难图2-50DS/FH混合扩频示意图9/16/2024122第第2 2章章 调制解调调制解调2.直接序列扩频(DS)原理PN码：伪随机（码：伪随机（Pseudo Random Noise）码，速率信息速率码，速率信息速率9/16/2024123第第2 2章章
21、 调制解调调制解调直接序列扩频原理直接序列扩频原理 (3)扩频扩频c(t) (1)信码信码m(t)1Tb0 （4）伪码）伪码p(t)Tp（5）接收端输出）接收端输出10+11Tp (2)伪码伪码p(t)+1-19/16/2024124第第2 2章章 调制解调调制解调v扩频处理增益扩频处理增益 v在在Tb一定的情况下，若伪码速率越高，亦即伪码宽度（码片一定的情况下，若伪码速率越高，亦即伪码宽度（码片宽度）宽度）Tp越窄，则扩频处理增益越大。越窄，则扩频处理增益越大。vGp越大，抗干扰能力就越强。越大，抗干扰能力就越强。9/16/2024125第第2 2章章 调制解调调制解调v发送端输入信息码元m
22、(t),它是二进制数据,其码元宽度为Tb；v扩频调制器(可以通过一个模2加法器实现),扩频码为一个伪随机码(PN码),记作p(t),其码元宽度为Tp；v通常在DS系统中,伪码的速率Rp远远大于信码速率Rm,即RpRm;也就是说,伪码的宽度Tp远远小于信码的宽度,即TpTb,这样才能展宽频谱。v模2加法器运算规则可用下式表示：9/16/2024126第第2 2章章 调制解调调制解调v码元运算码元运算q两组序列的组合两组序列的组合,可用模可用模2加实现加实现,即逻辑异或即逻辑异或.q负逻辑负逻辑: 0用用 +1 表示表示, 1 用用-1表示表示q采用负逻辑关系时采用负逻辑关系时,序列的模序列的模2
23、加与波形相乘是等效的加与波形相乘是等效的.q例例: m1:0010100 m2:0101101 01110019/16/2024127信号脉冲干扰白噪声解扩频后的信号频谱解扩频前的信号频谱S（f）f0信号干扰噪声fS（f）信号干扰噪声白噪声白噪声f0S(f)扩频前的信号频谱信号fS（f）f0扩频后的信号频谱信号f0f09/16/2024128第第2 2章章 调制解调调制解调 2.5.3伪随机(PN)序列 1.码序列的相关性 1)相关性概念v伪随机码具有近似于随机信号的性能，也可以说具有近似于白噪声的性能。v为什么要选用随机信号或噪声性能的信号来传输信息呢？9/16/2024129第第2 2章章
24、 调制解调调制解调q许多理论研究表明，在信息传输中各种信号之间的差别性能越大越好。q这样任意两个信号不容易混淆，也就是说，相互之间不易发生干扰，不会发生误判。q理想的传输信息的信号形式应是类似噪声的随机信号，因为取任何时间上不同的两段噪声来比较都不会完全相似。用它们代表两种信号，其差别性就最大。9/16/2024130第第2 2章章 调制解调调制解调v但真正的随机信号或白噪声是不能重复再现和产生的。v我们只能产生一种周期性的脉冲信号(即码序列)来逼近它的性能，故称为伪随机码或PN (Pseudo-Noise)码。v在通信理论中,已知白噪声是一种随机过程,其瞬时值服从正态分布,其功率在极宽范围内
25、是均匀的.9/16/2024131第第2 2章章 调制解调调制解调v为了实现选址通信，信号间必须正交或准正交(互相关性为零或很小)。v所谓正交，比如两条直线垂直称为正交，又如同一个载频相位差为90的两个波形也为正交，用数学公式可表示为v在数学上是用自相关函数来表示信号与其自身时延以后的信号之间的相似性的。v随机信号的自相关函数的定义为9/16/2024132第第2 2章章 调制解调调制解调图2-52随机噪声的自相关函数 (a)波形；(b)自相关函数9/16/2024133第第2 2章章 调制解调调制解调v两个不同信号的相似性则需用互相关函数来表征。v在码分多址系统中，不同的用户应选用互相关性小
26、的信号作为地址码。两个不同信号波形f(t)与g(t)之间的相似性用互相关函数表示为9/16/2024134第第2 2章章 调制解调调制解调2)码序列的自相关 采用二进制的码序列，长长度度(周周期期)为为P的码序列x的自自相关函数相关函数Rx()为自相关系数自相关系数x()为自相关系数值最大不超过1。9/16/2024135第第2 2章章 调制解调调制解调v下图所示为四级移位寄存器组成的码序列产生器，先求出它的码序列，然后求出它的相关系数。v假设起始状态为1111，在时钟脉冲(CP)作用下，逐级移位，D3D4作为D1输入n=4码序列产生器电路图9/16/2024136第第2 2章章 调制解调调制
27、解调表2-3n=4码序列产生过程9/16/2024137第第2 2章章 调制解调调制解调v可见，该码序列产生器产生的序列为111100010011010v其码序列的周期P=24-1=15。v假定原码序列为A，码元宽度为Tc，其波形如下图所示，现考虑其相关性:9/16/2024138第第2 2章章 调制解调调制解调v例例:二元码序列111100010011010为码长为15位的PN码。如果用1,-1脉冲分别表示“0”和“1”。求出自相关系数如上图。峰值在0时出现，而其它延迟时，自相关函数值为-1/15,即码位周期长的倒数取负值。即自相关系数在1范围内呈三角形。当码周期越长时，它就越近似于理想随机
28、噪声的自相关特性。0-55-1/151位移比特位移比特9/16/2024139第第2 2章章 调制解调调制解调图2-56n=4,P=15码序列的自相关系数曲线9/16/2024140第第2 2章章 调制解调调制解调v其自相关系数也可由下式求得式中：A是相对应码元相同的数目D是相对应码元不同的数目P是码序列周期长度9/16/2024141第第2 2章章 调制解调调制解调3) 码序列的互相关码序列的互相关 v表征两个不同码序列之间的相关性。v二进制码序列x和y(周期均为P)，互相关函数R(x,y):其互相关系数为9/16/2024142第第2 2章章 调制解调调制解调v在CDMA系统中，希望采用互
29、相关小的码序列，理想情况是希望x,y()=0，即两个码序列完全正交。v下图示出的是码长为4的4组正交码的波形，它们之中任两个码都是正交的，即=0。9/16/2024143第第2 2章章 调制解调调制解调 2. m序列序列 v二进制的m序列是一种重要的伪随机序列。q“伪”的意思是说这种码是周期性的序列，易于产生和复制，但其随机性接近于噪声或随机序列。v有优良的自相关特性，有时称为伪噪声(PN)序列。v在扩展频谱及码分多址技术中有着广泛的应用，并且在此基础上还能构成其它的码序列。9/16/2024144第第2 2章章 调制解调调制解调1) m序列的产生序列的产生 (1) m序列的含义。序列的含义。
30、v是最长线性移位寄存器序列最长线性移位寄存器序列的简称。v组成q移位寄存器q模2加法器q反馈延迟线v序列周期P=2n-1,n为移位寄存器级数v需要有全0检测电路和启动电路,避免进入全0状态vCDMA采用n=15的短码序列和n=42的长码序列9/16/2024145第第2 2章章 调制解调调制解调v产生m序列的移位寄存器的电路结构，其反馈线连接不是随意的，周期P也不能取任意值，而必须满足P=2n-1,n是移位寄存器的级数v例:D1D2D3时钟脉冲输出1110010初始状态为000时,状态无法转移,不会产生码序列D1D2D3输出11110111001110000100101111001119/16
31、/2024146第第2 2章章 调制解调调制解调(2)m序列产生原理。v组成q移位寄存器q模2加法器q反馈延迟线9/16/2024147第第2 2章章 调制解调调制解调图2-58n级循环序列发生器的模型9/16/2024148第第2 2章章 调制解调调制解调v反馈线C0=Cn=1，表示反馈连接。v反馈系数C1，C2，Cn-1若为1，参与反馈；若为0，则表示断开反馈线，即开路，无反馈连线。9/16/2024149第第2 2章章 调制解调调制解调v反馈系数Ci是以八进制表示的。q例如，n=5，反馈系数Ci=(45)8，将它化成二进制数为100101，即: C0=1，C1=0，C2=0，C3=1，C
32、4=0，C5=1。图2-59n=5,Ci=(45)8的m序列发生器原理图9/16/2024150第第2 2章章 调制解调调制解调v移位寄存器的反馈逻辑决定是否产生移位寄存器的反馈逻辑决定是否产生m序列序列v起始状态决定起始状态决定m序列的起始点序列的起始点v不同的反馈线产生不同的码序列不同的反馈线产生不同的码序列9/16/2024151第第2 2章章 调制解调调制解调v移位寄存器的反馈逻辑决定是否产生移位寄存器的反馈逻辑决定是否产生m序列序列即m序列反馈开关系数的值不是随意取的，它们必须满足一定的理论关系。v例：对于三级移位寄存器组成的电路，q如果反馈开关系数取（1,1,1,1）,电路的输出不
33、是m序列，当初始状态处于111时，该电路输出总是1；当初始状态处于100时，该电路输出是00110，都不是m序列。v表2-4示出了部分m序列的反馈系数Ci。9/16/2024152第第2 2章章 调制解调调制解调表2-4部分m序列反馈系数表9/16/2024153第第2 2章章 调制解调调制解调v起始状态决定起始状态决定m序列的起始点序列的起始点Ci=45,不同初始状态下的输出序列初始状态输出序列0000110000100101100111110001101110101111111111000110111010100001001011001000000001001011001111100011
34、011101019/16/2024154第第2 2章章 调制解调调制解调v不同的反馈线产生不同的码序列不同的反馈线产生不同的码序列 例：三级移位寄存器构成的m序列发生器：9/16/2024155第第2 2章章 调制解调调制解调v5级移位寄存器的不同反馈系统的级移位寄存器的不同反馈系统的m序列序列反馈系数输出序列4500001001010110011111000110111016700001110011011111010001000100117511001001111101110001010111010009/16/2024156第第2 2章章 调制解调调制解调2)m序列的特性vm序列的自相关函
35、数具有二值的尖锐特性，但互相关函数是多值的。(1)m序列的随机性(2)m序列的自相关函数(3)m序列的互相关函数9/16/2024157第第2 2章章 调制解调调制解调(1) m序列的随机性序列的随机性v码元“1”的数目和“0”的数目只相差1个；v在P=2n-1周期中,码元“1”出现2n-1次，“0”出现2n-1-1次；v即“0”比“1”少出现1次,这是因为不允许全0状态的缘故；vm序列与其移位后的序列逐位模2加,所得序列仍为m序列；序列m1:1110100m1右移2位:0011101模2加后得:1101001(m1左移1位)9/16/2024158第第2 2章章 调制解调调制解调v游程：一个
36、游程定义为一个同类型的二进制数字序列，即序列中连续为“l”或“0”称为游程。v游程的长度指的是游程内数字的数目。q一个周期内长度为1(单个”0”或单个”1”)的游程占总游程数一半q长度为2的游程(00或11)占总游程的1/4q长度为3的游程(000或111)占总游程的1/8q游程长度为K的游程出现的比例为2-K,1Kn-2q只有一个包含n个1的游程q只有一个包含(n-1)个0的游程q一个周期P=2n-1内，游程总数为2n-1,n为移位寄存器的级数9/16/2024159第第2 2章章 调制解调调制解调v例:111101011001000的游程分布(长度P=15,n=4)游程长度/比特游程数目所
37、包含的比特数“1”“0”12212124211212143013031341041404游程总数为8合计159/16/2024160第第2 2章章 调制解调调制解调 (2) m序列的自相关函数。序列的自相关函数。v自相关函数为 R()= A-D(2-105)qA为对应位码元相同的数目；qD为对应位码元不同的数目。v自相关系数为(2-106)v对于m序列，其码长为P=2n-1，P也等于“0”和“1”个数的总和。其中“0”的个数因为去掉移位寄存器的全“0”状态，所以A值为9/16/2024161第第2 2章章 调制解调调制解调 A=2n-1-1(2-107)“1”的个数(即不同位)D为 D=2n-
38、1(2-108)v根据移位相加特性，m序列an与位移后的序列an-进行模2加后，仍然是一个m序列，所以“0”和“1”的码元个数仍差1。由式(2-106)(2-108)可得m序列的自相关系数为0时(2-109)9/16/2024162第第2 2章章 调制解调调制解调v当=0时，因为an与an-0的码序列完全相同，经模2加后，全部为“0”，即D=0，而A=P。由式(2-106)可知当=0时因此，m序列的自相关系数为(2-110)9/16/2024163第第2 2章章 调制解调调制解调v假设码序列周期为P，码元宽度为Tc，那么自相关系数是以PTc为周期的函数，如下图所示。v图中横坐标以/Tc表示，如
39、/Tc=1，则移位1比特，即=Tc；若/Tc=2,则=2Tc,即移位2比特，等等。9/16/2024164第第2 2章章 调制解调调制解调v在|Tc的范围内，自相关系数为|Tc(2-111)9/16/2024165第第2 2章章 调制解调调制解调vm序列的自相关函数序列的自相关函数qm序列的自相关系数在=0处出现尖峰,并以PTC时间为周期重复出现(TC为码元宽度).q尖峰底宽2TCqTC越小,相关峰越尖锐q周期P越大,|-1/P|就越小,自相关特性就越好;当周期P很大时，m序列的自相关函数与白噪声类似。这一特性很重要，相关检测就是利用这一特性，在“有”或“无”信号相关函数值的基础上来识别信号，
40、检测自相关函数值为1的码序列。9/16/2024166第第2 2章章 调制解调调制解调(3)m序列的互相关函数。vm序列的互相关性是指相同周期两个不同的m序列x,y一致的程度。其互相关值越接近于0，说明这两个m序列差别越大，即互相关性越弱；反之，说明这两个m序列差别较小，即互相关性较强。v当m序列用做码分多址系统的地址码时，必须选择互相关值很小的m序列组，以避免用户之间的相互干扰。如果干扰地址码与本地码互相关值较大，接收端错误检测的概率就会很大。所以不恰当地选择码序列组，会造成通信网内接收机间的相互串址，产生人为干扰。互相关系数:9/16/2024167第第2 2章章 调制解调调制解调v研研究
41、究表表明明，两两个个长长度度周周期期相相同同，由由不不同同反反馈馈系系数数产产生生的的m序序列列，其其互互相相关关函函数数(或或互互相相关关系系数数)与与自自相相关关函函数数相相比比，没没有有尖尖锐锐的的二二值值特特性性，是多值的。是多值的。v假设码序列周期为P的两个m序列，其互相关函数Rxy()为 Rxy()=A-D (2-112)v例：周期为7的两m序列x=1110100与 y=1110010，互相关函数分别为：9/16/2024168第第2 2章章 调制解调调制解调v又例如n=5，两m序列分别为x=1000010010110011111000110111010y=111110111000
42、10101101000011001009/16/2024169第第2 2章章 调制解调调制解调v互相关函数曲线如下。q图中实线为互相关函数R()。是一个多值函数，有正有负，最大值的绝对值为9。q图中虚线示出了自相关函数，其最大值为31。9/16/2024170第第2 2章章 调制解调调制解调v同一周期的m序列组，其两两m序列对的互相关特性差别很大，有的m序列对的互相关特性良好，有的则较差不能实际使用。v一般来说，随着周期的增加，其归一化互相关值的最大值会递减。通常在实际应用中，我们只关心互相关特性好的m序列对的特性。nPQ375415953111663237123418255959511113
43、10102338311204728712409514079/16/2024171第第2 2章章 调制解调调制解调3.其它码序列v在扩频通信中常用的码序列除了m序列之外，还有M序列、Gold序列、R-S码等。在CDMA移动通信中还使用相互正交的Walsh函数。9/16/2024172第第2 2章章 调制解调调制解调1)m序列的优选对与Gold序列(1)m序列的优选对。vm序列发生器的反馈系数的关系可用特征多项式表示，一般记作(2-113)9/16/2024173第第2 2章章 调制解调调制解调图2-63n=5的m序列发生器(a)Ci=45;(b)Ci =51;(c)Ci =67；(d)Ci =7
44、3;(e)Ci =75;(f)Ci =579/16/2024174第第2 2章章 调制解调调制解调m序列优选对序列优选对:如有两个周期为P=2n-1的m序列，它们的互相关函数的绝对值有界，且满足以下条件：称这一对m序列为优选对9/16/2024175第第2 2章章 调制解调调制解调(2)Gold序列。vGold码是m序列的复合码，是由两个码长相等、码时钟速率相同的m序列优选对模2加组成的，如图所示。码发生器码发生器1码发生器码发生器2+码码3码码1码码2时钟时钟注:码1和码2是优选序列对;两序列码长相同,码时钟频率相同;每改变两个m序列的相对位移,就可以得到一个新的Gold序列;因为总共有2n
45、-1个不同的相对位移，加上原来的两个m序列本身，两个n级移位寄存器可以产生2n+1个Gold序列,比m序列多得多.例:n=5,m序列只有6个,Gold序列数为25+1=33个9/16/2024176第第2 2章章 调制解调调制解调vGold码具有三值互相关特性。9/16/2024177第第2 2章章 调制解调调制解调2)Walsh(沃尔什)函数(1)Walsh函数的含义vWalsh函数是一种非正弦的完备正交函数系。它仅有可能的取值：+1和-1(或0和1)，比较适合于用来表达和处理数字信号。9/16/2024178第第2 2章章 调制解调调制解调(2)沃尔什函数的产生。v沃尔什函数可用哈达玛(H
46、adamard)矩阵H表示，利用递推关系很容易构成沃尔什函数序列族。为此先简单介绍有关哈达码矩阵的概念。v哈达码矩阵H是由+1和-1元素构成的正交方阵。q所所谓谓正正交交方方阵阵，是指它的任意两行(或两列)都是互相正交的。这时我们把行(或列)看作一个函数，任意两行或两列函数都是互相正交的。q更具体地说，任意两行(或两列)的对应位相乘之和等于零，或者说，它们的相同位(A)和不同位(D)是相等的，即互相关函数为零。9/16/2024179第第2 2章章 调制解调调制解调v例如，2阶哈达码矩阵H2为或v两行(或两列)间是相互正交的！9/16/2024180第第2 2章章 调制解调调制解调v4阶哈达码
47、矩阵为或式中， 为H2取反。9/16/2024181第第2 2章章 调制解调调制解调v8阶哈达码矩阵为9/16/2024182第第2 2章章 调制解调调制解调v一般关系式为(2-115)根据上式，不难写出 H16、H32和H64，即9/16/2024183第第2 2章章 调制解调调制解调(3)沃尔什函数的性质。v沃尔什函数有4个参数。它们是时基(Timebase)、起始时间、振幅和列率(Sequency)。q时基：即为沃尔什函数正交区间的长度。例如，正交区间为ta,tb)，则时基为T=tb-ta。正交区间为0,T)，则时基为T。q起始时间：在正交区间ta,tb中，ta就是起始时间。为简明起见，
48、常把起始时间设定为零。q振幅：前面所说的沃尔什函数是只取1两个值的，这也是归一化了的。一般来说，沃尔什函数可以取V值。q列率：在单位时间内符号变更的次数。9/16/2024184第第2 2章章 调制解调调制解调图2-658阶沃尔什函数的波形9/16/2024185第第2 2章章 调制解调调制解调v从图2-65不难发现沃尔什函数在0,1)区间内,除Wal(0,t)外，其它沃尔什函数取+1和取-1时间是相等的。沃尔什函数正交性在数学上可表示为0当nm时1当n=m时(2-116)9/16/2024186第第2 2章章 调制解调调制解调2.6正交频分复用2.6.1概述v正交频分复用(OFDM):qOr
49、thogonalFrequencyDivisionMultiplexingq属于多载波并行调制技术v多载波调制的提出q码元速率越高，信号的带宽也就越宽；q信道在很宽的频带上很难保持理想的传输特性，会造成信号的失真，特别是在具有多径衰落和频率选择性衰落信道中。9/16/2024187第第2 2章章 调制解调调制解调多载波调制v多载波传输首先把一个高速的数据流分解为若干个低速的子数据流（这样每个子数据流将具有低得多的比特速率）;v然后，对每个子数据流进行调制（符号匹配）和滤波（波形形成）;v再用这样的子数据流的已调符号去调制相应的子载波，从而构成多个并行的已调信号，经过合成后进行传输。9/16/2
50、024188第第2 2章章 调制解调调制解调v在单载波系统中，一次衰落或者干扰就可以导致整个传输链路失效;v但是在多载波系统中，某一时刻只会有少部分的子信道会受到深衰落或干扰的影响，因此多载波系统具有较高的传输能力以及抗衰落和干扰能力。v其基本结构如图2-66所示。9/16/2024189第第2 2章章 调制解调调制解调图2-66多载波系统的基本结构9/16/2024190第第2 2章章 调制解调调制解调v在多载波传输技术中，对每一路载波频率（子载波）的选取可以有多种方法，它们的不同选取将决定最终已调信号的频谱宽度和形状。q第第1种种方方法法是是：各子载波间的间隔足够大，从而使各路子载波上的已
51、调信号的频谱不相重叠，如图2-67（a）所示。该方案就是传统的频分复用方式，即将整个频带划分成N个不重叠的子带，每个子带传输一路子载波信号，在接收端可用滤波器组进行分离。这种方法的优点是实现简单、直接；缺点是频谱的利用率低，子信道之间要留有保护频带，而且多个滤波器的实现也有不少困难。9/16/2024191第第2 2章章 调制解调调制解调v第2种方法是：q各子载波间的间隔选取，使得已调信号的频谱部分重叠，使复合谱是平坦的，如图2-67（b）所示。重叠的谱的交点在信号功率比峰值功率低3dB处。子载波之间的正交性通过交错同相或正交子带的数据得到(即将数据偏移半个码元周期)。v第3种方案是：q各子载
52、波是互相正交的，且各子载波的频谱有1/2的重叠。如图2-67（c）所示。该调制方式被称为正交频分复用(OFDM)。此时的系统带宽比FDMA系统的带宽可以节省一半。9/16/2024192第第2 2章章 调制解调调制解调图2-67子载波频率设置(a)传统的频分复用；(b)3dB频分复用；(c）OFDM9/16/2024193第第2 2章章 调制解调调制解调2.6.2正交频分复用(OFDM)调制v正交频分复用的特征q各路子载波的已调信号频谱有部分重叠，提高了频带利用率和传输速率；q各路已调信号是严格正交的，以便接收端能完全地分离各路信号；q各路子载波的调制是多进制调制；q各路子载波的调制方式可以不
53、同，并且可以为适应信道的变化而自适应地改变。9/16/2024194第第2 2章章 调制解调调制解调1.OFDM的基本原理v系统带宽B分为N个窄带的信道，输入数据分配在N个子信道上传输。vOFDM信号的符号长度Ts，子载波的间隔为f(f=1/Ts)（注：即子信道带宽），子载波在Ts内是相互正交的。v在Ts内，第k个子载波可以用gk(t)来表示，k=0,1,N-1。当t0,Ts时当t 0,Ts时(2-117)9/16/2024195第第2 2章章 调制解调调制解调v各子载波上的调制符号用Sn,k （如如QPSK,16QAM等等已已调调信信号号）来表示，n表示OFDM符号区间的编号，k表示第k个子
54、载波，则第n个OFDM符号区间内的信号可以表示为(2-120)总的时间连续的OFDM信号可以表示为(2-121)9/16/2024196第第2 2章章 调制解调调制解调v尽管OFDM信号的子载波的频谱是相互重叠的，但是在区间Ts内是相互正交的，即有：(2-122)式中,g*l(t)表示gl(t)的共轭，表示内积运算。v利用正交性，接收端恢复发送数据:(2-123)9/16/2024197第第2 2章章 调制解调调制解调v在实际运用中，信号的产生和解调都是采用数字信号处理的方法来实现的，此时要对信号进行抽样，形成离散时间信号。由于OFDM信号的带宽为B=Nf（带通信号带宽B为基带信号带宽两倍），
55、信号必须以t=1/B=1/(Nf)的时间间隔进行采样（满足采样定理的要求）。采样后的信号用sn,i表示，i=0,1,N-1，则有(2-124)9/16/2024198第第2 2章章 调制解调调制解调v发送信号s(t)经过信道传输后，到达接收端的信号用r(t)表示，其采样后的信号为rn(t)。v只要信道的多径时延小于码元的保护间隔TG，子载波之间的正交性就不会被破坏。各子载波上传输的信号可以利用各载波之间的正交性来恢复，如下式所示:(2-125)9/16/2024199第第2 2章章 调制解调调制解调v与发端相类似，上述相关运算可以通过离散傅立叶变换（DFT）或快速傅立叶变换(FFT)来实现，即
56、：(2-126)9/16/2024200第第2 2章章 调制解调调制解调v利用离散反傅立叶变换（IDFT）或快速反傅立叶变换(IFFT)实现的OFDM基带系统如图2-70所示。v图中保护间隔的插入过程如图2-71所示。为了消除码间干扰，将IFFT传输的末尾的样点复制到保护间隔。9/16/2024201第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-70OFDM系统的实现框图9/16/2024202第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-71保护间隔的插入过程9/16/2024203第第2 2章章 调制解调调制解调v由式（2-120）可得OFDM信号的功率谱密度为（2-127）9/16/2024204第
57、第2 2章章 调制解调调制解调v根据OFDM符号的功率谱密度表达式（2-127），其带外功率谱密度衰减比较慢，即带外辐射功率比较大。v随着子载波数量N的增加，由于每个子载波功率谱密度主瓣、旁瓣幅度下降的陡度增加，所以OFDM符号功率谱密度的旁瓣下降速度会逐渐增加，但是即使在N=256个子载波的情况下，其-40dB带宽仍然会是-3dB带宽的4倍，参见图2-73。9/16/2024205第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-72OFDM信号的功率谱密度9/16/2024206第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-73子载波个数分别为16、64和256的OFDM系统的功率谱密度(PSD)9/16
58、/2024207第第2 2章章 调制解调调制解调v因此,为了让带宽之外的功率谱密度下降得更快，需要对OFDM符号进行“加窗”处理(Windowing)。v对OFDM符号“加窗”意味着令符号周期边缘的幅度值逐渐过渡到零。通常采用的窗类型就是升余弦函数，其定义如下：0tTsTstTsTst(1+)Ts(2-128)9/16/2024208第第2 2章章 调制解调调制解调v其中，为滚降因子，Ts表示加窗前的符号长度，而加窗后符号的长度应该为(1+)Ts，从而允许在相邻符号之间存在有相互重叠的区域。v经过加窗处理的OFDM符号见图2-74。9/16/2024209第第2 2章章 调制解调调制解调v图2
59、-74经过加窗处理后的OFDM符号示意图9/16/2024210第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-758PSK和16QAM调制星座分布图v(a)8PSK的星座分布图;(b)16QAM的星座分布图9/16/2024211第第2 2章章 调制解调调制解调v2. OFDM信号的特征与性能信号的特征与性能 v1) OFDM信号峰值功率与平均功率比信号峰值功率与平均功率比v与单载波系统相比，由于OFDM符号是由多个独立的经过调制的子载波信号相加而成的，这样的合成信号就有可能产生比较大的峰值功率(PeakPower)，由此会带来较大的峰值平均功率比(Peak-to-AverageRatio)，简称峰
60、均比(PAR)。峰均比可以被定义为(2-129)9/16/2024212第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-764比特码字的OFDM符号包络功率值9/16/2024213第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-773比特数据符号(000到111)的包络功率9/16/2024214第第2 2章章 调制解调调制解调v2) OFDM系统中的同步问题系统中的同步问题v在单载波系统中，载波频率的偏移只会对接收信号造成一定的幅度衰减和相位旋转。v而对于多载波系统来说，载波频率的偏移会导致子信道之间产生干扰。v除了要求严格的载波同步外，OFDM系统中还要求样值同步（发送端和接收端的抽样频率一致）和符号同
61、步（IFFT和FFT的起止时刻一致）。v图2-78中说明了OFDM系统中的同步要求，并且大概给出各种同步在系统中所处的位置。9/16/2024215第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-78OFDM系统内的同步示意图9/16/2024216第第2 2章章 调制解调调制解调v3)OFDM系统的信道估计v无线通信系统的性能主要受到无线信道的制约。v无线信道具有很大的随机性，导致接收信号的幅度、相位和频率失真，这些问题对接收机的设计提出了很大的挑战。v而在接收机中，信道估计器是一个很重要的组成部分。如果我们能够知道无线信道的确切特征，将能很好地恢复接收信号，改善系统的性能。9/16/2024217
62、第第2 2章章 调制解调调制解调v信道估计可以定义为描述物理信道对输入信号的影响而进行定性研究的过程。q如果信道是线性的话，那么信道估计就是对系统冲激响应进行估计。q需要强调的是，所谓信道估计，就是信道对输入信号影响的一种数学表示。q而“好”的信道估计就是使得某种估计误差最小化的估计算法。如图2-79所示.9/16/2024218第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-79一般信道估计的过程9/16/2024219第第2 2章章 调制解调调制解调v 基于训练序列的信道估计方法的基本思想基于训练序列的信道估计方法的基本思想q利用发端和收端都已知的序列进行信道估计。q基于训练序列的信道估计方法大致
63、可以分为两类：一类是在频域内进行信道估计另一类是在时域内进行估计。9/16/2024220第第2 2章章 调制解调调制解调v根据OFDM的基本构成，可以在时域和频域内进行导导频的插入。频的插入。v典典型型的的导导频频插插入入形形式式有有块块状状导导频频和和梳梳状状导导频频，它们分别对应慢衰落和快衰落的信道情况。q块状导频的插入方法如图2-80所示，块状导频周期性地在时域内插入特定的OFDM符号“”在信道中传输。这种导频的插入方式适用于慢衰落的无线信道中，即在一个OFDM块中，信道视为准静止的。因为这种训练序列包括所有的子载波，不需要在接收端进行频域内的插值，所以这种导频的设计方案对频率选择性不
64、是很敏感。q梳状导频的插入方法如图2-81所示，梳状导频均匀分布于每个OFDM块中。9/16/2024221第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-80块状导频下的OFDM符号结构9/16/2024222第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-81梳状导频下的OFDM符号结构9/16/2024223第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-82混合导频下的OFDM符号结构9/16/2024224第第2 2章章 调制解调调制解调v假设两种导频方式的导频载荷相同，梳状导频有更高的重传率，因此梳状导频在快衰落信道下估计的效果更好。q但是在梳状导频的情况下，非导频子载波上的信道特性只有根据对导频子载波上
65、的信道特性的插值才能得到，因此这种导频方式对频率选择性衰落比较敏感。q为了有效对抗频率选择性衰落，子载波间隔要求比信道的相干带宽小很多。9/16/2024225第第2 2章章 调制解调调制解调v除了上述基本的插入方法外，还可以采用混合导频方法，如图2-82所示。v为对付时间选择性和频率选择性衰落，要求导频的频率间隔和时间间隔满足下列要求：(2-130)(2-131)v即导频间隔在时间上要小于nt个OFDM符号，在频率上要小于nf个子载波间隔。式中，和分别为最大多径时延和最大多普勒频移。9/16/2024226第第2 2章章 调制解调调制解调v 2.6.3 正交频分复用正交频分复用(OFDM)调
66、制的应用调制的应用 v1. OFDM基本参数的选择基本参数的选择 qOFDM的基本参数有：带宽(Bandwidth)比特率(BitRate)保护间隔(GuardInterval)。q这些参数的选择需要在多项要求中进行折中考虑。q按照惯例，保保护护间间隔隔的的时时间间长长度度应应该该为为应应用用移移动动环环境境信信道道的的时时延延扩扩展展均均方方根根值值的的24倍。倍。 9/16/2024227第第2 2章章 调制解调调制解调v下面通过一个实例，来说明如何确定OFDM系统的参数，要求设计系统满足如下条件：q比特率25Mbsq可容忍的时延扩展200nsq带宽18MHz9/16/2024228第第2
67、 2章章 调制解调调制解调v200ns的时延扩展意味着保护间隔的有效取值应该为800ns。v选择OFDM符号周期长度为保护间隔的6倍，即6*800ns=4.8us。v子载波间隔取4.8-0.8=4us的倒数，即250kHz。v为了判断所需要的子载波个数，需要观察所要求的比特速率与OFDM符号速率的比值，即每个OFDM符号需要传送（25Mb/s）/1/4.8us=120bit。v为了完成这一点，可以作如下两种选择：q一是利用16QAM和码率为1/2的编码方法，这样每个子载波可以携带2bit的有用信息，一次需要60个子载波来满足每个符号120bit的传输速率。q另一种选择是利用QPSK和码率为3/
68、4的编码方法，这样每个子载波可以携带1.5bit的有用信息，因此需要80个子载波来传输，然而80个子载波意味着带宽为80*250kHz=20MHz，大于所给定的带宽要求。因此为了满足带宽要求，子载波数量不能大于72.v综合比较可知，第一种方法可以满足上述要求，而且可以在4个子载波上补零，然后利用64点IFFT/FFT来实现调制和解调。9/16/2024229第第2 2章章 调制解调调制解调v2.OFDM在无线局域网中的应用q在美国的IEEE802.11a/g和欧洲ETSI的HiperLAN2中，均采用了OFDM技术。qIEEE802.11a工作在5GHz频带，IEEE802.11g工作在2.4
69、GHz频带，它们采用OFDM调制技术，速率可达54Mbs。qHiperLAN2物理层应用了OFDM和链路自适应技术，媒体接入控制(MAC，MediaAccessContro1)层采用面向连接、集中资源控制的TDMATDD方式和无线ATM技术，最高速率达54Mbs，实际应用最低也能保持在20Mbs左右。9/16/2024230第第2 2章章 调制解调调制解调v这里主要讨论IEEE802.11a的物理层。v在IEEE802.11a中采用了两种OFDM的符号格式，如图2-83所示。每一种格式都进行了加窗处理。其窗函数的表达式为(-TTR/2tTTR/2)(TTR/2tT-TTR/2)(T-TTR/2
70、tT+TTR/2)(2-132)9/16/2024231第第2 2章章 调制解调调制解调v式中TTR约为100ns。v在图2-83(b)中，将两个OFDM的符号合成一个长的符号，其保护间隔是正常符号的两倍，在数据部分将两个OFDM符号中的数据部分直接连在一起传输。v该长符号主要用于信道估计和频率的细同步。该长符号主要用于信道估计和频率的细同步。 9/16/2024232第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-83IEEE802.11a中两种OFDM的符号格式v(a)单符号格式；(b)长符号格式9/16/2024233第第2 2章章 调制解调调制解调vIEEE802.11a中物理层的传输格式如图
71、2-84所示。vOFDM的 前 导 训 练 序 列 (PreambleTrainingSymbol)包括10个短训练序列（Short Training Symbol）(t1到t10)，2个长训练序列(LongTrainingSymbol)（T1和T2）。q前导训练序列用来作系统的同步、信道估计、频差估计、自动增益控制(AGC)等，其中t1到t7用于信号检测、自动增益控制(AGC)和分集选择；t8到t10用于粗频差估计和定时同步；9/16/2024234第第2 2章章 调制解调调制解调vT1到T2用于信道估计和细频差估计。v前导训练序列后面是信令段，信令段用于指示后面数据域的传输速率和传输长度。
72、v最后面是数据(Data)域，数据域中的第一个OFDM符号中包括业务类型域和数据。v物理层的具体参数如表2-10所示,所采用的调制方式如表2-11所示。q前导训练序列和信令段采用固定编码率为1/2的编码、BPSK符号调制。q数据域根据信道情况可选择不同的调制方式。9/16/2024235第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-84IEEE802.11a中物理层的传输格式9/16/2024236第第2 2章章 调制解调调制解调v表2-10IEEE802.11a中物理参数9/16/2024237第第2 2章章 调制解调调制解调v表2-11IEEE802.11a中的调制方式9/16/2024238第
73、第2 2章章 调制解调调制解调vOFDM信号的具体表达式为式中,Re表示取实部，fc为射频载波频率，r(t)为基带信号。下面主要讨论基带信号的表达式。如图2-84所示，一个完整的OFDM分组如下式所示，它分别由前导序列、信令段和数据段组成：rPACKET(t)=rPREAMBLE(t)+rSIGNAL(t-tSIGNAL)+rDATA(t-tDATA) （ 2-133）9/16/2024239第第2 2章章 调制解调调制解调v每一部分的基带数据可以表示为（式中的参数如表2-10所示）（2-134）式中,Ck是训练序列、导频或数据。9/16/2024240第第2 2章章 调制解调调制解调OFDM
74、分组数据传输的时间频率分布图v如图2-85所示。其中深色的表示训练符号和导频符号。v在图中清楚地看到，分组数据时如何从只占用12个子信道的短训练序列开始的，然后是占用52个子信道的长训练序列和数据符号，而且在数据符号中还存在4个已知的导频子载波。9/16/2024241第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-85OFDM分组数据传输的时间频率分布图9/16/2024242第第2 2章章 调制解调调制解调v一个完整的利用OFDM调制的传输系统如图2-86所示。q输入数据经过前向纠错编码(FEC)、交织和映射、IFFT、添加保护间隔（GI）、符号波形形成、IQ正交调制、频率搬移、功率放大后，发送到
75、信道中。q收端经过放大、频率搬移、自动增益控制（AGC）、IQ检测、移去保护间隔（GI）、FFT、解映射和反交织，再经过FEC译码后，恢复出发端的输入数据。在接收端还包括自动频率控制（AFC）和时钟恢复模块。9/16/2024243第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-86一个完整的利用OFDM调制的传输系统9/16/2024244第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-87给出当数据速率为24Mbs时，AWGN信道与100ns时延扩展条件下的瑞利衰落信道中的分组错误概率（PER）对信噪比的曲线图。v在衰落信道中，1%的PER所要求的信噪比大约为18dB，而在理想AWGN信道中，信噪比性能至
76、少可以提高6dB。当然，对于其他数据速率业务来说会存在不同的要求。9/16/2024245第第2 2章章 调制解调调制解调v图2-87两种情况下PER对信噪比的曲线图9/16/2024246第第2 2章章 调制解调调制解调v23.试述多载波调制与OFDM调制的区别和联系。v24. OFDM信号有哪些主要参数？ 假定系统带宽为450kHz，最大多径时延为32s，传输速率在280840kb/s间可变（不要求连续可变），试给出采用OFDM调制的基本参数。v25. 接收端恢复的载波频率有偏差的情况下， 对OFDM的解调有何影响？克服该影响的基本方法是什么？v28.采用IFFT/FFT实现OFDM信号的调制和解调有什么好处？它避免了哪些实现方面的难题？9/16/2024247第第2 2章章 调制解调调制解调9/16/2024248
