微波与卫星通信第3章微波与卫星通信的通信体制

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1、第3章微波与卫星通信的通信体制 第第3 3章微波与卫星通信的通信体制章微波与卫星通信的通信体制 3.1 信号传输方式与复用方式信号传输方式与复用方式 3.2 调制方式调制方式 3.3 编码技术编码技术 3.4 信号处理技术信号处理技术 第3章微波与卫星通信的通信体制 3.13.1信号传输方式与复用方式信号传输方式与复用方式 1.1.信号传输方式信号传输方式信号传输方式一般分为基带传输和频带传输两种。基带传输是指无需进行基带频谱搬移就能以基带信号形式传输信号的方式。若将基带信号的频谱搬移到某个载波频带内进行传输，则此方式就是频带传输，所传输的信号称为频带信号。在数字微波和卫星系统中都采用频带传输

2、方式，但有一定的区别。 第3章微波与卫星通信的通信体制 微波信道既可以传输模拟信号，也可以传输数字信号。因为数字信号的抗干扰性能强，传输质量高，所以目前在长途微波通信干线中以传输数字信号为主，构成数字微波通信系统。又因为微波的发射频率很高，所以在数字微波传输系统中，常用脉冲形式的基带序列对中频频率70MHz或140MHz进行调制，然后再变换到微波频率进行传输。 第3章微波与卫星通信的通信体制 在低速数字微波通信系统设备中，一个波道的发信机(或收信机)只使用一个载频(即射频)。在SDH数字微波通信系统中，采用多进制编码的64QAM、128QAM、256QAM和512QAM调制方式，同时还采用多载

3、频的传输方式。例如采用4个载频，使每个载频都用256QAM调制方式去传输100Mb/s信息，这样一个波道的4个载频同时传送，就可以传输4倍这样的信息，而其占用的频谱却与只用一个载频传输时所占用的频谱相当。这样使数字微波朝着既扩大容量，又不占用较大信道带宽的方向发展。 第3章微波与卫星通信的通信体制 卫星通信系统有单路制和群路制两种方式。所谓单路制，就是一个用户的一路信号去调制一个载波，即单路单载波（SCPC）方式；所谓群路制，就是多个要传输的信号按照某种多路复用方式组合在一起，构成基带信号，再去调制载波（即MCPC方式）。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2.2.多路复用方式多路复用方式把在同

4、一信道中能够同时传输多路信息且互不干扰的方式称为多路复用。目前，广泛采用的多路复用方式有两种，一是频分多路复用（FDM），二是时分多路复用（TDM）。FDM是从频域的角度进行分析的，使各路信号在频率上彼此分开，而在时域上彼此混叠在一起；TDM是从时域的角度进行分析的，使各路信号在时间上彼此分开，而在频域上彼此混叠在一起。 第3章微波与卫星通信的通信体制 1）频分多路（FDM）方式模拟信号一般采用频分多路（FDM）方式。它将各路用户信号采用单边带调制（SSB)，将其频谱分别搬移到互不重叠的频率上，形成多路复用信号，然后在一个信道中同时传输。接收端用滤波器将各路信号分离。由于是用频率区分信号的，故

5、称之为频分多路复用。在频分复用中，信道的可用频带被分割成若干彼此互不重叠的频段，每路信号占据其中一个频段。为了使各路信号的频谱互不重叠，因此，在各路信号的发送端都使用了适当的滤波器。若不考虑信道中所引入的噪声和干扰的影响，在接收端进行信息接收时，各路信号应严格地限制在本信道通带之内。这样当信号经过带通滤波器之后，就可提取出各自信道的已调波，然后通过解调器、低通滤波器，获得原信号。 第3章微波与卫星通信的通信体制 频分复用系统中的主要问题在于各路信号之间存在相互干扰。这是由于系统非线性器件的影响使各路信号之间产生组合波，当其落入本波道通带之内时，就构成干扰。特别值得注意的是在信道传输中的非线性所

6、造成的干扰是无法消除的，因而频分复用系统对系统线性的要求很高，同时还必须合理地选择各路载波频率，并在各路载波频带之间增加保护带宽来减小干扰。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2）时分多路（TDM）方式对数字信号而言，通常采用时分多路复用方式。它将一条通信线路的工作时间周期性地分割成若干个互不重叠的时隙，分配给若干个用户，每个用户分别使用指定的时隙。这样，就可以将多路信号在时间轴上互不重叠地穿插排列在同一条公共信道上进行传输。因此在接收端可以利用适当的选通门电路在各时隙中选出各路用户的信号，然后再恢复成原来的信号。 第3章微波与卫星通信的通信体制 3.2调制方式调制方式 3.2.13.2.1微波

7、与卫星通信中的调制方式微波与卫星通信中的调制方式在数字微波通信系统中，常用脉冲形式的基带序列对中频频率70MHz或140MHz进行调制，然后再变换到微波频率进行传输。在低速数字微波通信系统中，一个波道的发信机(或收信机)只使用一个载频(即射频)。在SDH数字微波通信系统中，采用多进制编码的64QAM、128QAM、256QAM和512QAM调制方式。 第3章微波与卫星通信的通信体制 在卫星通信系统中，既采用了模拟调制，也采用了数字调制。目前模拟卫星通信系统主要采用频率调制(FM)，这是因为FM技术成熟，且传输质量好，能得到较高的信噪比。在这种系统中，一般可采用预加重技术、门限扩展技术和语音压扩

8、技术来增加系统的传输带宽，提高系统的传输容量。数字调制中仍然采用正弦波作为载波信号。由于正弦信号有幅度、频率和相位三种基本参量，因此可以构成幅度键控(ASK)、移频键控(FSK)和移相键控(PSK)(差分移相键控(DPSK)三种基本调制方式，其调制波形如图31所示。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图31二进制基带信号的调制波形 第3章微波与卫星通信的通信体制 图32三种调制方式所对应的功率谱 第3章微波与卫星通信的通信体制 数字卫星通信中选择调制方式，应综合考虑多方面的因素。（1）由于通信卫星位于外层空间，因而卫星信道的自由空间部分无起伏衰落现象，只引入白高斯噪声，可视为恒参信道，因此，可以

9、考虑采用最佳的调制和检测方式，如PSK方式。（2）在发射设备中采用了高频功率放大器(HPA)，而转发器中使用了行波管放大器(TWTA)。它们的输入、输出特性均为非线性特性，而且具有幅相转换(AM/PM)效应，即当输入信号变化时，其输出信号的相位也随之发生变化。因此，ASK技术及含有ASK的混合调制一般不宜采用，而应该采用恒包络调制方式。 第3章微波与卫星通信的通信体制 （3）应考虑卫星频带和功率的有效利用、带限与延迟失真、邻近信道干扰和同信道干扰等的影响，以及卫星工作点的选择、同步电路设计、调制解调设备实现的难易程度，等等。概括起来可以把数字卫星通信的调制方式分成两大类：一是充分利用功率的调制

10、方式，二是充分利用带宽的调制方式（射频）。 第3章微波与卫星通信的通信体制 3.2.23.2.2模拟调制模拟调制宽带宽带FMFM1.1.调频信号的产生调频信号的产生产生调频信号的方法有两种,一种是直接法，另一种是倍频法。用倍频法产生调频信号时，首先利用窄带调频器来产生窄带调频信号，然后再用倍频的方法将其变换成宽带信号，如图33所示。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图33倍频法实现宽带调频 第3章微波与卫星通信的通信体制 由调频的概念可以得出已调频信号x（t）与调制信号s（t）之间的关系，即 （31） 式中A为调频信号的载波振幅,0为调频信号载波的角频率,Kf（是一个常数）为调制灵敏度，s（t

11、）为调制信号，0为t=0时的载波相位。为了便于分析，经常假设0 =0。 第3章微波与卫星通信的通信体制 通常将由调频引起的最大瞬时相位偏移远小于30的情况称为窄带调频，此时近似有下列关系成立： 因此式（31）可改写为（设0=0）： （32） 第3章微波与卫星通信的通信体制 倍频器的输入、输出端之间的关系为 （33） 其中a为常数。可以看出，载频和相位均增加了一倍。让倍频器的输出信号经过一个带通滤波器时，就可以将其中的直流成分滤除，获得一个新的调频信号。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2.2.调频信号的解调调频信号的解调调频信号的解调过程如图34所示。在信号传输过程中，会有噪声夹杂在有用信号中

12、，当接收端收到FM信号时，也收到了噪声信号。这些噪声信号同样经过低噪声放大器和下变频器变成中频频率，并同有用信号一起进入中频带通滤波器，带通滤波器的带宽选择合适，就能够滤出带外噪声。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图34FM信号的解调过程 第3章微波与卫星通信的通信体制 3.3.性能指标性能指标1）FM信号的带宽只要系统所提供的传输带宽（B）足以容纳调频波频谱能量的98%以上，就可忽略信号失真的影响。我们把此时的带宽称为射频传输带宽。此时可认为传输带宽为 B=2(mf+1)Fm (34) 式中，,Fm为调制信号的最高频率；fp为调制信号的峰值频偏。式(34)亦可由下式表示： B=2(fp+F

13、m) (35) 第3章微波与卫星通信的通信体制 由于FDM信号的波形与热噪声的波形很相似，而其峰值频率又与信号的峰值电压相对应。为此，我们定义一个新的物理量峰值因数Fp，它是峰值电压与有效电压的比值。可见，信号的峰值电压与所选取的峰值因数Fp有关，其关系可用下式表示： fp=Fplfr (36)式中，fr为测试音的有效频偏，它代表在多路信号的相对电平为0dB处传输1mW测试信号时，频率调制器输出端所产生的有效值；l称为负载因数。在卫星通信中，Fp的取值范围为3.164.45，l一般取2.82，fr取577kHz。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2）调频解调器输出信噪比信噪比是衡量系统传输质量

14、的一个重要参数，其数值等于信号功率与噪声功率之比。由图32可知，输入信噪比 ，低通滤波器输出端的信噪比为 (37) 由此可得解调信噪比增益为 (38) 卫星通信系统中常取mf=5，此时解调信噪比增益可达450。 第3章微波与卫星通信的通信体制 3.2.33.2.3数字调制数字调制1.PSK1.PSK方式方式在中容量数字微波通信和卫星通信中，QPSK(4PSK)是应用较广泛的一种调制方式。这里我们将介绍二进制移相键控（BPSK即2PSK）、四相移相键控（QPSK）的调制原理及它们的几种改进形式。1）二进制绝对调相（2PSK）和相对调相（2DPSK）方式绝对调相是利用载波信号的不同相位去传输数字信

15、号的“1”和“0”码的，二进制绝对调相的变换规则是：数据“1”对应于已调信号的0相位，数据“0”对应于已调信号的180相位，如图35（b）所示；或反之。 第3章微波与卫星通信的通信体制 相对调相是利用载波信号相位的相对关系表示数字信号的“1”和“0”码的，其变换规则是：数据“1”使已调信号的相位变化180相位，数据“0”使已调信号的相位变化0相位，如图35（c）所示；或反之。图中的0和180的变化是相对于已调信号前一码元的相位的，或者说，这里的变化是以已调信号的前一码元相位作参考相位而变化的。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图352PSK与2DPSK的调相波形 第3章微波与卫星通信的通信体制

16、 2）2PSK信号、2DPSK信号的产生与解调2PSK信号的产生方法有直接调相法和相位选择法两种，如图36所示。直接调相法采用环形调制器产生调制信号；相位选择法的基带信号由“1”码控制(选择)0相位载波信号输出，“0”码控制相位载波信号输出，从而获得了绝对移相的已调信号。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图36二进制绝对调相信号的产生电路 第3章微波与卫星通信的通信体制 2PSK信号的解调用相干检测法，又称为极性比较法，其电路原理方框图如图37(a)所示。先将调相信号S（t）经全波整流后，通过窄带滤波器(中心频率为2fc)将整流后得到的二次谐波成分2fc滤出。然后对2fc信号限幅、二分频，二分

17、频器输出的就是提取出来的相干载波，其形状为方波，此为载波提取过程。2PSK已调波S（t）与相干载波通过相乘器进行极性比较(即解调)，解调获得输出信号，如图37（b）所示。极性相同，输出为正；极性相反，输出为负。乘法器输出信号经低通滤波和判别后，即可得到基带信号，如图中的波形。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图37二相绝对调相信号的解调 第3章微波与卫星通信的通信体制 2PSK信号的解调存在一个问题，即二分频电路输出存在相位不定性或称相位模糊问题（相位可能为0，也有可能为180）。当二分频电路输出的相位不定时，相干解调输出的基带信号就会存在0或1倒相现象。解决这一问题的方法就是采用相对调相，即

18、2DPSK方式。2DPSK信号与2PSK信号之间存在着内在的联系。只要将输入的基带数据序列变换成相对序列，即差分码序列，然后用相对序列去进行绝对调相，便可得到2DPSK信号，如图3-8(a)所示。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图382DPSK信号的产生与解调 第3章微波与卫星通信的通信体制 设an、Dn分别表示绝对码序列和差分码序列，其相应关系为 （39） 式中，为模2加。按上式计算时，初始值Dn-1可以任意假设，应有：当an=1时，DnDn-1；当an=0时，Dn = Dn-1 。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2DPSK的解调方法有两种：极性比较法和相位比较法。图38(b)所示的是极

19、性比较法的实现原理框图。极性比较法对2DPSK信号先进行2PSK解调，然后用码变换器将差分码变为绝对码。在进行2PSK解调时，可能会出现“1”、“0”倒相现象。但变换为绝对码后的码序列是惟一的，即与倒相无关。接收端码变换器的功能是完成Dnan的转换。由式(39)应有 （310） 2DPSK信号的另一种解调方法是相位比较法，又称差分相干解调法。具体解调原理我们将在DQPSK信号中介绍。 第3章微波与卫星通信的通信体制 3）多相调制上面讨论的二相调制是用载波的两种相位(0，)去传输二进制的数字信息“1”和“0”的，如图39(a)所示。在现代数字微波和卫星通信中，为了提高信息传输速率，往往利用载波的

20、一种相位去携带一组二进制信息码，如图39(b)、(c)所示。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图39多相调相的相位矢量图 第3章微波与卫星通信的通信体制 四相调制，既可以表示为QPSK，也可以表示为4PSK，它用载波的四种不同相位与两位二进制信息码（AB）的组合（00，01，11，10）对应来表征传送的数据信息。在QPSK调制中，首先对输入的二进制数据按二位数字编成一组，构成双比特码元。其组合共有22种，即有22种不同状态，故可以用M=22种不同相位或相位差来表示。若将载波的一个周期()均匀地分成四种相位，可有两种方式，即0,2, 32,2和4,34,54,7 4。四相调相电路与这两种方式对应

21、，分为2调相系统和4调相系统。同样，若采用八相调制方式，在一个码元时间内可传送3位码，其信息传输速率是二相调制方式的3倍。由此可见，采用多相调制的级数愈多，系统的传输速率愈高，但相邻载波之间的相位差愈小，接收时要区分它们的困难程度就愈大，将使误码率增加。目前在多相调相方式中，通常采用四相制和八相制。 第3章微波与卫星通信的通信体制 四相调相已调波在两种调相系统中的矢量图分别如图310的(a)、(b)所示。图310(c)、(d)所示的是两种调相系统已调波起始调相角对应的相位起始点位置的示意图。从图310(a)、(b)所示可以看出，相邻已调波矢量对应的双比特码之间只有一位不同。双比特码的这种排列关

22、系叫循环码(也叫格雷码)。在对多相调制信号进行解调时，这种码型有利于减少相邻相位误判而造成的误码，可提高数字信号频带传输的可靠性。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图310两种调相系统的相位矢量图和起始相角 第3章微波与卫星通信的通信体制 四相调制也有绝对调相和相对调相两种方式，分别记作4PSK和4DPSK。绝对调相的载波起始相位与双比特码之间有一种固定的对应关系，但相对调相的载波起始相位与双比特码之间没有固定的对应关系，它是以前一时刻双比特码对应的相对调相的载波相位为参考而确定的，其关系式为 （311） 其中，k为本时刻相对调相已调波起始相位；k-1为前一时刻相对调相已调波起始相位；k为本时

23、刻相对前一时刻已调波的相位变化量。 第3章微波与卫星通信的通信体制 四相调制产生QPSK信号的电路很多，常见的有正交调制法和相位选择法。其中正交调制法使用得最为普遍，图311(a)所示的就是用这种方法产生4PSK信号的原理图。用两位二进制信息码(AB)的组合来产生4PSK信号，一个4PSK信号可以看做是两种正交的2PSK信号的合成，可用串/并变换电路将输入的二进制序列依次分为两个并行的序列。QPSK信号可用两路相干解调器分别进行解调，因此图311(b)中，上、下两个支路分别是2PSK信号解调器，它们分别用来检测双比特码元中的A码元和B码元，然后通过并/串变换电路还原为串行数据信息。 第3章微波

24、与卫星通信的通信体制 图311QPSK信号的产生与解调原理图 第3章微波与卫星通信的通信体制 AB二码元的组合有00、01、11和10四种。序列由00到01，然后到11，再到10，最后回到00的过程，其相位路径是沿正方形边界变化的。当两个码同时出现改变时，相位路径将沿对角线变化，即过原点，如图312所示。在调相系统中，通常是不采用绝对调相方式的。这是因为在性能较好的调相系统中，都使用相干解调方式，为了克服相干载波的倒现象可能造成的严重误码，实际的四相调相系统都采用相对调相方式，即4DPSK。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图312QPSK信号的相位路径图 第3章微波与卫星通信的通信体制 当处

25、于外层空间的通信卫星相对于地球作高速运动时，在卫星移动通信中存在多普勒频移现象，对接收信号构成干扰，严重时会影响信息传输质量。而/4DQPSK是一种具有多普勒频移校正功能的调制解调器，下面介绍/4DQPSK信号的产生与解调。四相相对调相可采用类似两相调相系统码变换的方法。在图311（a）给出的4PSK信号产生的原理图的串并变换之前加入一个码变换器，即把输入数据序列变换为差分码序列，就为4DPSK信号产生的原理图。也可采用正交调制法产生相对调相信号，方框图如图3-13所示，这是一个/4调相系统。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图313四相相对调相电路方框图（/4系统） 第3章微波与卫星通信的通

26、信体制 差分相干解调是以相邻前一码元的载波相位作为参考相位的，故解调时可直接比较前后码元载波的相位，从而直接得到相位差携带的数据信息。在图314中给出了DQPSK差分相干解调器的框图。从图中可以看出，解调的目的就是从已调DQPSK信号中恢复出k,在已调信号中存在多普勒频移的情况下，能正确恢复出cosk和sink即可。 DQPSK称为偏置四相移相键控，它是在QPSK基础之上发展起来的。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图314/4DQPSK的中频差分相干解调器框图 第3章微波与卫星通信的通信体制 从QPSK的相位路径图中可以看出，当两位码同时变化时，QPSK信号的相位矢量必将经过原点。这意味着Q

27、PSK信号经过滤波器后，其包络将在相位矢量过原点时为0，如图315所示。可见此时包络起伏性最大。如果再加上卫星信道的非线性及AM/PM效应的影响，那么这种包络的起伏性将转化为相位的变化，从而给系统引入了相位噪声，严重时会影响系统通信质量。因此，应尽可能地使调制后的波形具有等幅包络特性。OQPSK正是在此思路的基础之上发展起来的。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图315QPSK经过带通滤波器前后的波形 第3章微波与卫星通信的通信体制 图316OQPSK信号的相位路径图 第3章微波与卫星通信的通信体制 由于在QPSK调制中只是当A和B路的符号同时发生变化时，相位路径才会通过原点，因此，如果人为地

28、让A与B支路间存在一定的时延，那么将使两个支路的跳变时刻彼此错开，从而避免相位路径过原点的现象，也就彻底地消除了滤波后信号包络过零点的情况。此时，OQPSK的相位矢量变化将如图316所示。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图317中给出了OQPSK信号产生与解调的原理示意图。与图311进行比较后，我们可以得出这样的结论，即它们之间的区别仅仅在于OQPSK调制解调器的B支路增加了一个延时器，所延迟的时间Tb为符号间隔（T0）的一半，即Tb = T0 /2。本图中Tb为1bit。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图317OQPSK信号产生与解调的原理示意图 第3章微波与卫星通信的通信体制 2.2.

29、QAMQAM方式方式QAM是正交幅度调制的英文缩写，又称正交双边带调制。它用两路独立的基带波形分别对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，对所得到的两路已调信号再进行矢量相加。这是一种既调幅又调相的调制方式，它广泛地应用于微波通信中。1）2ASK信号的产生与解调2ASK是一种最简单的数字幅度调制方式，载波幅度随基带数据信号变化。图3-18所示的是2ASK调制系统基本构成框图。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图3182ASK调制系统基本构成框图 第3章微波与卫星通信的通信体制 调制器就是一个乘法器，因此已调信号可写为 e(t)=S(t)cosct2ASK信号的波形和功率谱见图31（b

30、）和图32（a）。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2）QAM信号由调相原理可知，增加载波调相的相位数，可以提高信息传输速率，即增加信道的传输容量。单纯靠增加相数，会使设备复杂化，同时误码率也随之增加，于是人们又提出了具有较好性能的正交调幅方式。 第3章微波与卫星通信的通信体制 多进制调相方法的已调波其包络是等幅(恒定)的，因此限制了两个正交通道上的电平组合，已调波矢量的端点都被限制在一个圆上。QAM调制方法与其不同，它的已调波可由每个正交通道上的调幅信号任意组合，其已调波的矢量端点就不被限制。故QAM调制是既调幅又调相的一种方式，如图319左图所示。由16PSK和16QAM已调波矢量端点的星

31、座图可明确看出，16QAM的16个已调波矢量端点不在一个圆上，点间距离较远。解调时，区分相邻已调波矢量容易，故误码率低(与相同点数的16PSK相比)。当把坐标原点与各矢量端点连线时，可看出各已调波矢量的相位和幅度均有变化，所以说QAM方式的载波是既调幅又调相的。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图31916QAM和16PSK方式的星座图 第3章微波与卫星通信的通信体制 图32016QAM正交调制法的调制解调原理图 第3章微波与卫星通信的通信体制 信息速率为fB的基带数字序列经串/并变换后，在两个正交支路I、Q中都变成两个二进制码，其码元速率为fB/2。在每个支路中，2/4电平变换电路相当于又一

32、次串/并变换，使每个支路具有四电平信号，故码速为fB/4。变换后的基带数字序列经预滤波限带后，送入相乘器进行抑制载波的双边带调幅(DSBSC),相乘器输出即为抑制载波的四电平调幅信号。同相支路和正交支路的四电平调幅信号在合成器中进行矢量相加，经滤波放大后，即可输出16QAM已调波。 第3章微波与卫星通信的通信体制 为了将解调器输出的四电平信号变成二进制码，在同相支路和正交支路上各设置三个阈值比较器。当四电平的某电压值超过某阈值时，则该比较器的输出为高电平；不到最小阈值时，比较器输出为最低电平。三个阈值比较器的输出并行送入逻辑电路，逻辑电路根据输入的不同阈值等级，将输出处理成相应的双比特二电平码

33、，完成4/2电平变换。同相和正交支路的fB/2码流再经过并/串变换，就可恢复发端速率为fB的基带数字序列。 第3章微波与卫星通信的通信体制 为了进一步说明正交调幅信号的特点，还可以从已调信号的相位矢量表示方法来讨论，并用4QAM正交调幅信号的产生电路加以说明，如图321所示。正交幅度的A路的“1”对应于0相位，A路的“0”则对应于180相位，而B路的载波与A路相差90，则B路的“1”对应于90相位，B路的“0”对应于270相位。A、B两路调制输出合成后，则输出信号可有四种不同相位，各代表一组AB二元码组，即00、01、11、10。这四种组合所对应的相位矢量关系如图321所示。 第3章微波与卫星

34、通信的通信体制 图3214QAM信号的产生电路、相位矢量及星座表示 第3章微波与卫星通信的通信体制 如果只画出矢量端点，则如图321(b)所示，称为QAM的星座表示。星座图上有四个星点，则称为4QAM。从星座图上很容易看出：A路的“1”码位于星座图的右侧，“0”码在左侧；而B路的“1”码则在上侧，“0”码在下侧。星座图上各信号点之间的距离越大，则抗误码能力越强。16QAM星座图如图322所示。采用二路四电平码送到A、B支路的调制器，那么正交调幅的每个支路上均有四个电平，每路在星座上有4个点，于是44=16，组成16个点的星座图。同理，将二路八电平码分别送到A、B支路的调制器，可得64点星座图，

35、称为64QAM。更进一步还有256QAM等。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图32216QAM星座图 第3章微波与卫星通信的通信体制 3.3.MSKMSK、GMSKGMSK方式方式1）2FSK方式2FSK是指二进制的移频键控，用二进制数字信号来控制载波频率，当传送“1”码时输出频率f1，当传送“0”码时输出频率f0。2FSK信号的波形可以看做是载波频率f1和f0的两个2ASK信号的复合，见图31（b），功率谱密度由两个双边带谱叠加而成，见图32（c）。若两个载波频率之差小于数据调制信号速率fb,则连续谱呈现单峰；如两个载波频率之差较大，则出现双峰。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2）最小移

36、频键控MSK在实际应用中，有时要求发送信号具有包络恒定、高频分量较小的特点。PSK、QAM等调制方式具有相位突变的特点，因而影响已调信号高频分量的衰减。最小移频键控(MSK)是2FSK的一种改进型，是使FSK信号相位始终保持连续变化的一种调制方式，又称快速移频键控FFSK。“快速”指的是这种调制方式对于给定的频带，它能比2PSK传输更高速的数据；而“最小”指的是这种调制方式能以最小的调制指数（h=0.5）获得正交的调制信号。MSK方式在功率利用率和频带利用率上均优于2PSK，因此，MSK调制方式已广泛运用于地面移动通信和卫星移动通信领域。 第3章微波与卫星通信的通信体制 MSK信号可写成 MS

37、K信号产生与解调框图如图323所示。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图323MSK信号产生与解调框图 第3章微波与卫星通信的通信体制 它的特点有：(1)能以最小的调制指数（h=0.5）获得正交信号，且保持两个频率正交。(2)能使相差半个周期的正弦波产生最大的相位差。MSK信号所选择的两个信号频率f1和f0在一个码元期间的相位积累严格地相差180，即f1和f0信号的波形在一个码元期间恰好差半个周期。(3)已调信号的相位路径是连续的，在所获得的相应MSK信号中不存在相位突变的现象。 第3章微波与卫星通信的通信体制 (4)MSK信号在第k码元的相位不仅与当前码元ak有关，而且与前面的码元ak-1及

38、其相位有关。具体关系可用下式表示： 式中ak代表第k个码元中所携带的数据， ak取1，可见k(t)的微分正比于ak 。而k为第k个码元的相位： 从上式可以看出，k也是由第k个码元中所携带的数据ak决定的，而且符合差分编码关系，因此在MSK信号调制器和解调器中分别进行差分编码与解码。 第3章微波与卫星通信的通信体制 3）GMSK方式在邻道间隔很小的场合，如在移动通信以及卫星移动通信系统中，要求邻道干扰小于-60-70dB。尽管MSK信号的功率谱特性比QPSK信号有所改善，但仍不能满足要求。为了进一步改善已调信号的功率谱特性，就必须采用GMSK方式。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图324GMS

39、K调制原理 第3章微波与卫星通信的通信体制 GMSK在MSK调制器之前加了一个高斯低通滤波器，如图324所示。这个滤波器是用来抑制旁瓣输出的，因此要求该滤波器具有下列特性：(1）带宽窄，可抑制高频分量，具有陡峭的截止特性。(2）过冲脉冲响应较低，可以避免出现过大的瞬时频偏。(3）保持滤波器输出脉冲的面积不变，即保证调制指数h=0.5。 这样当基带数据信号经过高斯滤波器和MSK调制器之后，就可获得恒包络的GMSK信号，而且可以正交展开，它的相位路径在MSK的基础上得以进一步改善。 第3章微波与卫星通信的通信体制 GMSK的性能与高斯滤波器(也是低通滤波器)的特性紧密相关。图325所示为GMSK信

40、号的功率谱密度。图中，参变量BTb为高斯滤波器的归一化3dB带宽B与码元长度Tb的乘积。 BTb值愈大，滤波器抑制高频分量的作用愈弱，当BTb时，GMSK输出的已调信号就是MSK信号。GMSK信号的频谱特性的改善是通过降低误比特率性能换来的。带宽越窄，输出功率谱就越紧凑，误比特率性能变得越差。不过，当BTb=0.25时，误比特率性能下降并不严重。所以通常采用BTb =0.20.25的滤波器。GMSK的误码性能要比MSK差。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图325GMSK信号的功率谱密度 第3章微波与卫星通信的通信体制 4.4.性能指标性能指标1）数字调制信号所占带宽不同的调制方式，其调制解调

41、原理不同，因而所获得的已调信号所占的带宽也不同。对MQAM系统而言，A、B各路基带信号的电平数应是。按多电平传输分析，A路和B路每个符号(码元)含有的比特数应为。如令k=lbM，则相当于k/2个二元码组成一个符号。设符号间隔(即符号周期)为为符号速率（单位：波特Baud）。因为总速率为fb,则A、B各路的比特率为，并有 (313) 第3章微波与卫星通信的通信体制 如果基带形成滤波器采用滚降特性(为滚降系数)，因抽样频率，故调制系统带宽应为 （314） 这样当M=4时，则，即带宽由输入信号速率决定。因此，当输入信号速率一定时，多电平数字调幅所要求的带宽将低于2ASK的情况。 第3章微波与卫星通信

42、的通信体制 对于MPSK系统而言，由于QPSK信号可以看成是对两个正交载波进行二电平双边带调制后所得到两路2ASK信号的叠加，以此类推，MPSK信号则是对彼此正交的两个载波进行调制后的两路MASK信号的叠加。因此，MPSK信号与MQAM信号的频带宽度及频带利用率相同，而且M越大，频带利用率也越高。对于MSK系统，它是相位连续的2FSK信号的特例(调制指数h=0.5的2FSK)，可以看成是两个2ASK信号的合成。因此，很容易求出MSK信号的带宽B=2.5fb。 第3章微波与卫星通信的通信体制 由上面的分析可以得出这样的结论:QAM、QPSK/DQPSK和OQPSK信号谱宽(带宽)相同,并且是BP

43、SK/DBPSK的一半，而MSK信号谱宽介于QPSK和BPSK之间。当在MSK调制器前加一个高斯滤波器时，就可获得相位特性更为平滑的GMSK信号。理想情况下，GMSK信号的谱宽应与MSK信号相同。但由前面的分析可知，实际的信号带宽与所使用的滤波器带宽有关。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2）频带利用率频带利用率也是一个非常重要的参数，它是输入数据序列的比特率与信道带宽的比值，常用符号表示，即(单位：b/Hz)。对于多电平数字调制系统而言： （315） 第3章微波与卫星通信的通信体制 【例31】已知一个正交调幅系统采用16QAM调制，带宽为3600Hz，滚降系数=0.5。试求出每路所采用的电平

44、数、调制速率（符号速率）、总比特率和频带利用率。解解每路所采用的电平数为 每路的调制速率 每路的比特率（二进制）fN=23600=7200(Hz) 第3章微波与卫星通信的通信体制 总比特率 f总=2fN=27200=14400 (Hz) 频带利用率 第3章微波与卫星通信的通信体制 3）误码性能分析在数字系统中用误码率来衡量系统的性能。Eb为单位比特的平均信号能量，n0为噪声的单边功率谱密度。各种调制方式的误码率可分析如下：（1）当Eb/n0一定时，M愈大，系统的误码率也愈大。(2）差分数字调相方式的误码性能要优于一般的PSK方式的误码性能。(3）高斯滤波器对高频分量的抑制作用愈强，则获得的相位

45、路径曲线更为平滑，但给系统引入的码间干扰也愈大，对系统的误码性能的影响也愈大。 第3章微波与卫星通信的通信体制 5.5.载波同步技术载波同步技术接收端进行相干解调时需要产生一个相干载波，与接收信号相乘进行解调。这就要求接收端相干载波与发送端载波要同频同相。获得与发送载波的频率和相位相同的信息，需要进行载波提取和形成。目前，接收端获取相干载波的方法主要有两类：一是直接提取法；二是利用插入导频提取相干载波。从接收的已调信号中提取相干载波，首先要考虑的问题是接收的已调信号中是否含有载波频率分量。如果接收的已调信号中含有载波频率分量(线谱)，就可以直接通过窄带滤波器提取。 第3章微波与卫星通信的通信体

46、制 在数据传输中，载波频率分量本身不携带信息。多数调制方式都采用抑制载波频率分量的方式，即已调信号中不直接含有载波频率分量。这时，就无法直接从接收信号中提取载波的频率和相位信息。但是对于2PSK、QAM等信号，只要对接收信号波形进行适当的非线性处理，就可以使处理后的信号中含有载波的频率和相位信息。这时，就可以通过窄带滤波器提取相干载波了，如图326所示。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图326用平方处理法提取载波 第3章微波与卫星通信的通信体制 为了防止和减少由于接收信号幅度波动和接收信号瞬时中断所造成的提取相干载波的频率和相位不稳定及相位抖动现象，可以采用插入锁相环的方式进行载波跟踪。适当

47、地选择锁相环的增益，可以使静态相位差足够小，并使输出的提取载波相位抖动控制在允许的范围内。插入锁相环的另一作用是当接收信号瞬时中断时，由于锁相环内压控振荡器的作用，可以维持本地输出的相干载波不中断，以保持系统稳定。 第3章微波与卫星通信的通信体制 3.3编码技术编码技术 3.3.13.3.1信源编码技术信源编码技术信源编码是指首先将话音、图像等模拟信号转换成为数字信号，然后再根据传输信息的性质，采用适当的编码方法。为了降低系统的传输速率，提高通信系统效率，就要对话音或图像信号进行频带压缩传输。数字微波通信系统采用的最基本的语音编码方式为标准的脉冲编码调制（PCM）方式，即以奈奎斯特抽样定理为基

48、准，将频带宽度为3003400Hz的语音信号变换成编码速率为64kb/s的数字信号，调制后经微波线路传输，在收端进行解调，经数/模转换便恢复出原有的模拟信号。系统可以在有限的传输带宽内保证系统的误码性能，实现高质量的信息传输。 第3章微波与卫星通信的通信体制 在数字卫星通信系统中，实施了信号频带压缩技术，可以充分利用有效的频率资源，降低传输速率。信源编码方案很多。数字卫星通信中的编码速率为1664kb/s，而移动卫星通信中的编码速率为1.29.6kb/s。在一定的编码速率下，应尽可能提高话音质量。在数字系统中所采用的话音信号的基本编码方式包括三大类：波形编码、参数编码和混合编码。波形编码是直接

49、将时域信号变成为数字代码的一种编码方式,如PCM、M、ADPCM、SBC、VQ等。 第3章微波与卫星通信的通信体制 参数编码是以发音机制模型作为基础，直接提取语音信号的一些特征参量，并对其进行编码的一种编码方式。其基本原理是由语音产生的条件建立语音信号产生的模型，然后提取语音信号中的主要参量，经编码发送到接收端；接收端经解码恢复出与发端相应的参量，再根据语音产生的物理模型合成输出相应语音。即参数编码采取的是语音分析与合成的方法，其特点是可以大大压缩数码率，因而获得了广泛的应用。当然，其语音质量与波形编码相比要差一点。 第3章微波与卫星通信的通信体制 表表31微波与卫星系统中所使用的语音编码方法

50、微波与卫星系统中所使用的语音编码方法 第3章微波与卫星通信的通信体制 无论是PCM信号或是M信号，其所占带宽宽度均远大于模拟语音信号。因此，长期以来人们一直在进行压缩数字化语音占用频带的工作，即在相同质量指标条件下降低数字化语音的数码率，以提高数字通信系统的频带利用率。这一点对于频率资源十分紧张的超短波陆地移动通信、卫星通信系统等很有实用意义。通常把编码速率低于64kb/s的语音编码方法称为语音压缩编码技术。其方法很多，如自适应差分脉码调制(ADPCM)、自适应增量调制(ADM)、子带编码(SBC)、矢量量化编码(VQ)、变换域编码(ATC)、参量编码(声码器)等。 第3章微波与卫星通信的通信

51、体制 3.3.23.3.2信道编码技术信道编码技术1.1.信道编码的基本理论信道编码的基本理论信道编码是指在数据发送之前，在信息码之外附加一定比特数的监督码元，使监督码元与信息码元构成某种特定的关系，接收端根据这种特定的关系来进行检验。信道编码不同于信源编码。信源编码的目的是为了提高数字信号的有效性，具体地讲就是尽可能压缩信源的冗余度。其去掉的冗余度是随机的、无规律的。而信道编码的目的在于提高数字通信的可靠性，它加入冗余码用来减少误码，其代价是降低了信息的传输速率，即以减少有效性来增加可靠性。其增加的冗余度是特定的、有规律的，故可利用其在接收端进行检错和纠错，保证传输质量。因此，信道编码技术亦

52、称差错控制编码技术。 第3章微波与卫星通信的通信体制 差错控制是指当信道差错率达到一定程度时，必须采取的用以减少差错的措施。通常差错控制方式又可分为三大类：前向纠错（FEC）、检错重发（自动请求重发ARQ）以及使用FEC和ARQ技术的混合纠错方式。1）前向纠错方式前向纠错又称为自动纠错，它是指在检测端检测到所接收的信息出现误码的情况下，可按一定的算法自动确定发生误码的位置，并自动予以纠正。其特点是单向传输，实时性好，但译码设备较复杂。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2）检错重发方式检错重发也称为自动请求重发（ARQ），它是指在接收端检测到接收信息出现差错之后，通过反馈信道要求发送端重发原信息

53、，直到接收端得到正确信息为止，从而达到纠错的目的。其特点是需要反馈信道，译码设备简单，在突发错误和信道干扰较严重时有效，但实时性差，主要在计算机数据通信中得到应用。 第3章微波与卫星通信的通信体制 3）混合纠错方式混合纠错方式记作HEC，是FEC和ARQ方式的结合。在此种方式中，当接收端检测到所接收的信息存在差错时，只对其中少量的错误自动进行纠正，而超过纠正能力的差错仍通过反向信道发回信息，要求重发此分组。这种方式具有自动纠错和检错重发的优点，可达到较低的误码率，因此近年来得到广泛应用，但它需要双向信道以及较复杂的译码设备和控制系统。 第3章微波与卫星通信的通信体制 编码的纠错和检错能力由汉明

54、距离（码的最小距离d0）决定。通常存在下列几种情况。（1）若要求检测e个错码，则dmin应满足：dmine+1；（2）若要求能够纠正t个错码，则dmin应满足： dmin 2t+1；（3）若要求能够纠正t个错码，同时检测e个错码，则dmin应满足： dmine+t+1。在微波与固定卫星系统中使用的纠错编码有线性分组码、循环码、BCH码和卷积码等。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2.2.分组编码与交织技术分组编码与交织技术1）线性分组码分组码是指将每k个信息码元分为一组，然后按一定的规律产生r个监督码元，那么分组码的长度n=k+r，通常用符号（n,k）表示。线性分组码是指信息码元与监督码元之间

55、的关系可以用一组线性方程来表示的分组码,即在（n，k）分组码中，每一个监督码元都是码组中某些信息码元按模2加(“+”，“-”，“”统一用“+”表示)而得到的。线性分组码是一类重要的纠错码，应用很广。 第3章微波与卫星通信的通信体制 一般说来，若码长为n，信息位数为k，则监督位数r=n-k。如果希望用r个监督位构造出r个监督关系式来指示一位错码的n种可能位置，则要求 2r-1n或2rk+r+1 （316） 现以(7,4)分组码为例来说明线性分组码的特点。设其码字为A=a6a5a4a3a2a1a0，其中前4位是信息码元，后3位是监督码元，可用下列线性方程组来描述该分组码，产生监督码元： (317)

56、 第3章微波与卫星通信的通信体制 表32（7，4）码的16种许用码组 第3章微波与卫星通信的通信体制 不难看出，上述（7，4）码的最小码距d0=3，它能纠正一个错误或检测两个错误。将式（317）所述（7，4）码的3个监督方程式改写为 根据式（318）所规定的监督关系假设如下： （319） （318） 第3章微波与卫星通信的通信体制 表表33校正子与错码位置校正子与错码位置 第3章微波与卫星通信的通信体制 2）交织技术线性分组码主要是用于纠正随机错误的，但实际通信中常常会遇到突发性干扰，会出现成串或成片的多个错误，这时就需要一种具有纠正突发性错误的纠错技术。交织技术正是这样一种技术，它被广泛运用

57、于微波与卫星通信中。交织原理是将已编码的码字（例如按线性分组码的规律构成的n,k分组码）按行读入，每行包含一个（n,k）分组码，共排成m行，这样构成一个m行n列的矩阵，如图327所示。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图327已编码数据的矩阵交织 第3章微波与卫星通信的通信体制 传送时按列顺序读出，在接收端则以每m比特构成一列，并顺序读入矩阵。可见，当收到mn比特时，便可构成如图327所示的格式相同的矩阵，然后对每一行按已知编码规律进行差错检测。如果已知每一行是采用(n,k)分组码来进行纠错编码的，那么传输过程中连续mb比特出现误码时，由于是按列传送的，因而突发性误码便被分散到m行，每行包括b

58、个错码。若此时(n,k)分组码具有纠正b个错误的能力，那么接收端恢复出的数据就与发射端所发射的数据相同。 第3章微波与卫星通信的通信体制 3.3.循环码与循环码与BCHBCH码码BCH码是具有纠正多个随机差错功能的循环码，它是循环码的一个重要子类。循环码(CRC)的应用非常广泛，例如在数字微波与卫星通信中的链路层都加入了CRC校验码，因而我们首先介绍循环码。1）循环码循环码是另一类重要的线性分组码，它除了具有线性码的一般性质外，还具有循环性，即循环码组中任一码组循环移位所得的码组仍为该循环码中的一许用码组。表34中给出一种（7，3）循环码的全部码字。（7，3）循环码有两个循环圈，一个是编号为0

59、的全零码字组成的循环圈，码重为0；另一个是剩余7个码字组成的循环圈，每次向左移动一位，可以得到如下的循环圈13765241,码重为4。 第3章微波与卫星通信的通信体制 表表34（7，3）循环码的一种码组）循环码的一种码组 第3章微波与卫星通信的通信体制 在代数理论中，为了便于计算，常用码多项式表示码字。（n，k）循环码的码字，其码多项式（以降幂顺序排列）为 A(x)=an-1xn-1+an-2xn-2+a1x+a0 (320) 码字多项式运算时遵循模2加规则，即xi+xi =0。1001110可用多项式A(x)=x6+x3+x2+x表示。如果一种码的所有码多项式都是多项式g(x)的倍式，则称g

60、(x)为该码的生成多项式。在（n，k）循环码中任意码多项式A(x)都是最低次码多项式的倍式。如表34所示的（7，3）循环码中， g(x)=A1(x)=x4+x3+x2+1 第3章微波与卫星通信的通信体制 其它码多项式都是g(x)的倍式，即 因此，循环码中次数最低的多项式（全0码字除外）就是生成多项式g(x)。可以证明，g(x)是常数项为1的r=n-k次多项式，是xn+1的一个因式，选择不同的因式的乘积作为生成多项式，可构成不同类型的码组的循环码。为了寻找生成多项式，必须对xn+1进行因式分解。 第3章微波与卫星通信的通信体制 循环码的生成矩阵可以很容易地由生成多项式得到，常用多项式的形式表示：

61、 （321） 第3章微波与卫星通信的通信体制 例如（7，3）循环码，n=7,k=3,r=4,其生成多项式及生成矩阵分别为 即 第3章微波与卫星通信的通信体制 这是一个非典型的矩阵，经过变换可得到生成矩阵的典型形式： 为了便于对循环码编译码，通常还定义监督多项式，令 其中g(x)是常数项为1的r次多项式，是生成多项式；h(x)是常数项为1的k次多项式，称为监督多项式。 第3章微波与卫星通信的通信体制 监督矩阵H也可由生成矩阵G得出，G一定要为典型形式: 循环码在编码时，首先要根据给定的(n,k)值选定生成多项式g(x)，即从xn+1的因式中选出一个r次多项式作为g(x)。循环码中的所有码多项式都

62、可被g(x)整除，根据这条原则，就可以对给定的信息进行编码。第3章微波与卫星通信的通信体制 设m(x)为信息多项式，其最高幂次为k-1。用xr乘m(x)，得到xrm(x)的次数小于n。用g(x)去除xrm(x) ，得到余式r(x)，r(x)的次数必小于g(x)的次数，即小于(n-k)。将此余式加于信息位之后作为监督位，即将r(x)与xrm(x)相加，得到的多项式必为一码多项式。因为它必能被g(x)整除，且商的次数不大于(k-1)，因此循环码的码多项式可表示为A(x)=xrm(x)+r(x) （323）其中xrm(x)代表信息位，r(x)是xrm(x)与g(x)相除得到的余式，代表监督位。 第3

63、章微波与卫星通信的通信体制 根据上述原理，循环步骤可归纳如下：（1）用xr乘m(x)。这一运算实际上是把信息码后附加上r个“0”，给监督位留出地方。（2）用g(x)去除xrm(x)，得到商Q(x)和余式r(x)。（3）编出的码组为A(x)=xrm(x)+r(x)。编码电路的主体是由生成多项式构成的除法电路，再加上适当的控制电路组成。g(x)=x4+x3+x2+1时，（7，3）循环码的编码电路如图328所示。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图328（7，3）循环码编码电路 第3章微波与卫星通信的通信体制 g(x)的次数等于移位寄存器的级数； g(x)的x0,x1,x2,xr的非零系数对应移位寄

64、存器的反馈抽头。首先，移位寄存器清零，3位信息元输入时，门1断开，门2接通，直接输出信息元。第3次移位脉冲到来时将除法电路运算所得的余数存入移位寄存器。第47次移位时，门2断开，门1接通，输出监督元。具体编码过程如表35所示，此时输入信息元为110。 第3章微波与卫星通信的通信体制 表35（7，3）循环码的编码 第3章微波与卫星通信的通信体制 循环冗余校验码简称为CRC码，是最常见的检错码，其可以检查：突发长度小于等于n-k的突发差错。大部分突发长度等于n-k+的突发差错，其中可检测的这类差错只占2-(n-k-1)。大部分突发长度大于n-k+1的突发差错，其中不可检测的这类差错只占2-(n-k

65、)。所有与许用码组之间的码距小于等于dmin-1的差错。所有奇数个随机差错。 第3章微波与卫星通信的通信体制 循环码的译码过程就是进行检错和纠错的过程。由于任何一个码组的多项式A(x)都应能被生成多项式g(x)整除，因此，在接收端可以将接收码组R(x)用原生成多项式g(x)去除。当传输中未发生错误时，接收码组与发送码组相同，即R(x)= A(x) ，故接收码组R(x)必定能被g(x)整除。若码组在传输中发生错误，即R(x) A(x) ，那么接收码组R(x)必定不能被g(x)整除。可见，我们可以通过余式来判断码组是否存在差错，因而这个余式就是一个校正子多项式S(x) ，根据S(x)能够进行纠错和

66、检错。 第3章微波与卫星通信的通信体制 循环码的译码过程：(1)用接收序列R(x)除以g(x)来计算校正子S(x)。(2)根据所计算出的S(x)，利用类似表33的关系确定E(x)。(3)由R(x)-E(x)，从而纠正错码获得正确的译码输出。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2）BCH码通过对循环码的分析可知，只要找到生成多项式g(t)，就可以根据信息位求出(n,k)循环码的编码。但如何才能寻找合适的g(t)，使所编出的码具有一定纠错能力呢？BCH码正是为了解决这个问题而发展起来的一类能纠正多个随机错误的码。这种码在译码同步等方面有许多独特的优点，故在数字微波以及数字卫星传输设备中常使用这种能纠

67、正多重错误的BCH码来降低传输误码率。BCH码可分为两类：一类是原本BCH码，另一类是非原本BCH码。 第3章微波与卫星通信的通信体制 原本BCH码的特点是码长为2m-1(m为正整数)，其生成多项式是由若干最高次数为m的因式相乘构成的，并且循环码的生成多项式具有如下形式： g(x)=LCMm1(x),m3(x),m2t-1(x) （324） 其中t为纠错个数，mi(x)为最小多项式，LCM代表最小公倍式。具有上述特点的循环码就是BCH码，其最小码距d2t+1(在编码中，任意两个许用码组之间的对应位上所具有的最小不同二进制码元数称为最小码距)。由此可见，一个(2m-1,k)循环码的2m -1-k

68、阶生成多项式必定是由x2m-1+1的全部或部分因式组成的。而非原本BCH码的生成多项式中却不包含这种原本多项式，并且码长n是2m-1的一个因子，即2m-1一定是码长n的倍数。 第3章微波与卫星通信的通信体制 通常使用的二进制自然码排序为00,01,10,11。当用4PSK方式调制时，若以自然码排列，“00”与“11”将被调制到相邻相位，解调时若有误判就会产生两个比特误码。而格雷码则为00,01,11,10，显然不允许出现11与00、10与01相邻的局面，因此每次误判时最多出现1位误码(因为被调制到相邻相位的码元只有1比特不同)，这就是在QPSK系统中其输入序列选择格雷码的原因。以上是从编码角度

69、分析的。如果从纠错编码的角度来分析，(23,12)也是一个格雷码，该码的码距为7，能够纠正3个随机性差错。实际上它是一个特殊的非原本BCH码。尽管存在多种纠正3个随机性差错的码，但格雷码的每个信息位所要求的监督码元数最少，因此其监督位得到最充分的利用。 第3章微波与卫星通信的通信体制 一个纠t个符号错误的(n，k)RS码的参数如下：码长n=2m-1符号或m(2m-1)比特;信息段k符号或km比特;监督段n-k=2t符号或m(m-k)比特;最小码距d=2t+1符号或m(2t+1)比特。 第3章微波与卫星通信的通信体制 RS码特别适合于纠正突发性错误。它可以纠正的差错长度(第1位误码与最后1位误码

70、之间的比特序列)：总长度为b1=(t-1)m+1比特的单个突发差错；总长度为b2=(t-3)m+3比特的两个突发差错；总长度为bi=(t-2i-1)+2i-1比特的i个突发差错。 第3章微波与卫星通信的通信体制 4.4.卷积码与维特比译码卷积码与维特比译码1）卷积码由前面的分析可知，(n,k)线性分组码中，本组r=n-k个监督元仅与本组k个信息元有关，与其它各组无关，也就是说分组码编码器本身并无记忆性。卷积码则不同，每个(n,k)码段（也称子码，通常较短）内的n个码元不仅与该码段内的信息元有关，而且与前面m段的信息元有关。可见编码过程中相互关联的码元为mn个，这个码元数目称为这种码的约束长度，

71、m称为约束度。它说明卷积码编码器输出的序列中，任何相邻的m组均满足同一个约束关系。第3章微波与卫星通信的通信体制 卷积码纠错能力随m的增加而增大，而差错率也随着m的增加而按指数规律下降。通常在编码复杂程度相同的情况下，卷积码的性能要优于线性分组码。它们之间另一点不同之处在于分组码有严格的代数结构，但卷积码至今尚未找到如此严谨的数学关系结构来解释纠错能力与码结构的规律。由上面分析可知，决定卷积码的参数有三个：码长n、信息位k和约束度m，因此通常用符号(n,k,m)表示卷积码，其编码效率R=k/n。第3章微波与卫星通信的通信体制 图329（2，1，3）卷积编码器的电路图 第3章微波与卫星通信的通信

72、体制 图中m1和m2为移位寄存器，b1代表当前输入状态，b2、b3分别表示移位寄存器以前存储的信息位。通常t=0时，b1 、 b2 、b3均为0。这样从图中可以容易地得出（2，1，3）卷积码的编码规则：第3章微波与卫星通信的通信体制 表36（2，1，3）卷积码编码器的输入、输出数据关系 第3章微波与卫星通信的通信体制 卷积码同样也可以用矩阵的方法描述，但较抽象。为了更直观地描述卷积码，人们分别提出了树图、状态转移图和网格图结构。下面以（2，1，3）卷积码为例来进行分析。树图是一种形象地描述卷积码编码中数据序列在移位寄存器中的移动过程的方法。按表36列出的输入、输出数据关系，画出（2，1，3）卷

73、积编码电路的树图，如图3-30所示。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图330（2，1，3）卷积码的树图 第3章微波与卫星通信的通信体制 通过仔细观察图330可以发现，码树呈现重复性，即从第4支路开始，码树的上半部与下半部完全相同。这样我们就可以得到一个更为紧凑的图形网格图，如图331所示。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图331（2，1，3）卷积码的网格图 第3章微波与卫星通信的通信体制 在网格图中，将码树中相同的状态节点合并在一起，并自上而下地用4行节点分别表示a、b、c、d4种状态，然后便将码树中的上支路（对应输入信息为0）用实线表示，而用虚线表示下支路（对应输入信息为1），同样在支路

74、上所标注的码元为输出码元。图331中画出了（2，1，3）卷积码的网格图，由于它可存在4种状态，因而排成4行。而一般情况下，应有2N+1种状态，因而从第2N+1节点开始（从左向右计算），网格图图形开始重复。从图331中可以看出，图形从第4个节点开始重复。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2）维特比译码卷积码的译码方法有三种：维特比译码、门限译码和序列译码。这里仅就维特比译码的解码思路进行简单介绍。维特比译码是Viterbi于1967年提出的一种概率解码算法，它是建立在信道的统计特性基础上的一种解码方法。特别是在码的约束长度较小时，它要比序列译码算法的效率高，而且速率更快，更重要的是解码器的结构也

75、比较简单，因此在数字微波和卫星系统中得到了广泛的应用。以图332所示的卷积码编码器所编出的数字序列为例来说明维特比译码的思路。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图332（2,1,3）卷积码编码过程及路径 第3章微波与卫星通信的通信体制 假设接收码是0101011010010001，与表36中（2,1,3）卷积码的输出序列进行比较后，可知接收序列存在差错。由于（2,1,3）卷积码的码长为2，因而当这种存在差错的序列输入维特比译码器后，将分别计算各支路与接收序列之间的距离（任意两码组中对应位上具有不同二进制码元的位数称为两码组的距离），如图333(a)所示。首先从起点出发，可能出现两条支路。上支路

76、对应于输入信息为“0”，输出信息为“00”；下支路对应于输入信息为“1”输出信息为“11”。由于输入的接收序列的前两位为01，经计算可知，每条支路与01序列之间的码距分别为1和1，图中节点处的圆圈内的数字代表从起点到该节点的路径与接收序列之间的码距。第3章微波与卫星通信的通信体制 在图333（b）中所示的第2级出现4条互不重叠的支路，它们的支路码距分别为1,1,2,0。这4条支路与它们前面的两条支路构成4条路径，这4条路径的码距分别为1+1=2，1+1=2，1+2=3，1+0=1。图333（c）所示的第3级网格共有8条支路，从而构成8条路径。这时在a状态节点上存在两条路径，它们的路径码距分别为

77、3和4，我们将去掉码距大的路径，而保留距离小的一条路径。因而总体上仍保留4条路径，即000000,000011,110101和001101，对应的码距为3，3，1和2。 第3章微波与卫星通信的通信体制 当进入第4级节点时，由于第2级节点与第4级节点之间同样存在8条支路，从而又构成8条路径，并在每节点处都有两条路径，同样经过码距计算之后，保留码距小的一条支路，这样保留下的路径仍为4条。依次类推，最后可以得到一条终止节点仍为a的路径，这就是解码路径，在图333（d）中被用实线标示出来。然后将这条路径与图331所示的网格图相对照，可见该路径是其中的一条路径。因此，根据图331所标出的实线（信息位为0

78、）和虚线（信息位为1），就可以辨别出解码11010000，这与表36中给出的信息序列相同。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图333维特比译码过程中的网格图 第3章微波与卫星通信的通信体制 卷积码的纠错能力是用自由码距dfree来衡量的。自由码距是指任意长编码后，序列之间的最小距离。从全0序列出发，再回到全0序列，即可将所有路径求出，即可以用网格图来求自由码距。参见图331，可以清楚地看出，路径abca符合自由码距的定义dfree=5（路径aa输出000000，路径abca输出111011，它们之间的码距为5）。上例中，在一个约束长度内最多出现了两个错误（即t=2），因而可以得到纠正（即满足d

79、free2t+1条件）。但当在一个约束长度内出现错误数大于等于3时，则超出（2，1，3）卷积码的纠错能力。这种情况下，译码后的序列中仍存在错误。 第3章微波与卫星通信的通信体制 3.4信号处理技术信号处理技术 1 1数字话音内插（数字话音内插（DSIDSI）技术技术数字话音内插（DSI）技术是目前在卫星系统中广泛采用的一种技术，能够用于提高通信容量。由于在两个人通过线路进行双工通话时，总是一方讲话，而另一方在听，因而只有一个方向的话路中有话音信号，而另一方向的线路则处于收听状态。这样就某一方向的话路而言，也只有一部分的时间处于讲话状态，而其他时间处于收听状态。根据统计分析资料显示，一个单方向话

80、路实际传送话音的平均时间百分比(即平均话音激活率)，通常只有40%左右。因而可以设想，如果采用一定的技术手段，仅仅在讲话时间段为通话者提供讲话话路，在其空闲时间段可以将话路分配给其他用户，这种技术就叫做话音内插技术，也称为话音激活技术，它特别适用于大容量数字话音系统中。 第3章微波与卫星通信的通信体制 通常所使用的数字话音内插(DSI)技术包括时分话音内插(TASI)和话音预测编码(SPEC)两种方式。时分话音内插(TASI)技术利用呼叫之间的间隙、听话而未说话以及说话停顿的空闲时间,把空闲的通路暂时分配给其他用户以提高系统的通信容量。而话音预测编码(SPFC)则当某一个时刻样值与前一个时刻样

81、值的PCM编码有不可预测的明显差异时，才发送此时刻的码组，否则不进行发送，这样便减少了需要传输的码组数量，以便有更多的容量可供其他用户使用。下面首先介绍时分话音内插的基本原理。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图334所示的是数字式话音内插系统的基本组成。从图中可以看出，当以N路PCM信号经TDM复用后的信号作为输入信号时，那么在一帧内N个话路经话音存储器与TDM格式的M个输出话路连接。其各部分功能如下。 发送端的话音检测器依次对各话路的工作状态进行检测，以判断是否有话音信号。当某话路的电平高于门限电平时，则认为该话路中有话音，否则认为无话音。若话音检测器中的门限电平能随线路上所引入的噪声电平

82、的变化而自动地快速调节，那么就可大大减少因线路噪声而引起的检测错误。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图334数字式话音内插系统的基本组成 第3章微波与卫星通信的通信体制 由于话音检测和话路分配均需要一定的时间，而且新的连接信息应在该组信码存入话音存储器之前送入分配状态寄存器，故N个话路的输入信号应先经过大约16ms的时延以保持协调工作。第3章微波与卫星通信的通信体制 在发送端，话音检测器依次对各输入话路的工作状态加以识别，判断它们是否有语音信号通过。当某话路中有语音信号通过时，立即通知分配处理机，并由其支配分配状态寄存器在“记录”中进行搜寻。如果需为其分配一条输出通道，则立即为其寻找一条空闲

83、的输出通道。当寻找到这样一条输出通道时，分配处理机立即发出指令，把经延迟电路时延后的该通道信码存储到话音存储器内相对应的需与之相连接的输出通道单元中，并在分配给该输出通道的时间位置“读出”该信码，同时将输入通道及其与之相连的输出通道的一切新连接信息通知分配状态寄存器和分配信号产生器。如果此话路一直处于讲话状态，则直至通话完毕时，才再次改变分配状态寄存器的记录。 第3章微波与卫星通信的通信体制 在接收端，当数字时分话音内插接收设备收到扩展后的信码时，分配处理机则根据收到的分配信号更新收端分配状态寄存器的“分配表”，并让各组语音信码分别存到收端话音存储器的有关单元中，再依次在特定的时间位置进行“读

84、操作”，恢复出原输入的N个通路的符合TDM帧格式的信号，供PCM解调器使用。分配信息的传送方式有两种，一种是只发送最新的状态连接信息；另一种是发送全部连接状态信息。由于在目前实用的卫星系统中经常使用第二种方式，因而我们着重讨论采用发送全部连接状态信息方式工作的系统特性。 第3章微波与卫星通信的通信体制 当系统是用发送全部连接状态信息来完成分配信息的传递任务时，无论系统的分配信息如何发生变化，它只负责在一个分配信息周期中实时地传送所有连接状态信息，因此其设备比较简单。但在分配话路时，如发生误码，则很容易出现错接的现象。相比起来，系统中只发送最新连接状态时的误码影响要小一些。在图335中给出了音预

85、测编码SPEC发端的原理图。其工作过程如下:话音检测器依次对输入的采用TDM复用格式的N个通道编码码组进行检测，当有话音编码输入时，则打开传送门，将此编码码组送至中间帧寄存器；否则传送门仍保持关闭状态。 第3章微波与卫星通信的通信体制 时延电路提供约5ms的时延时间，正好与话音检测所允许的时间相同。零级预测器将预测器帧存储器中所储存的上一次取样时刻通过该通道的那一组编码与刚收到的码组进行比较，并计算出它们的差值。如果差值小于或等于某一个规定值，则认为刚收到的码组是可预测码组，并将其除去；如果差值大于某一个规定值，则认为刚收到的码组是不可预测码组，随后将其送入预测器帧寄存器，并代替先前一个码组，

86、作为下次比较时的参考码组，供下次比较所用。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图335SPEC发端原理图 第3章微波与卫星通信的通信体制 与此同时，又将此码组“写入”发送帧寄存器，并在规定时间进行“读操作”。其中的发送帧寄存器是双缓冲存储器，一半读出时另一半写入，这样便可以不断地将信码送至输出合路器。在零级预测器中，各次比较的情况被编成分配码(SAW)，如可预测用“0”表示，而不可预测则用“1”表示。这样每一个通道便用1比特标示出来，总共N个通道。当N个比特送到合路器时，从而构成“分配通道”和“M个输出通道”的结构，并送入卫星链路。 第3章微波与卫星通信的通信体制 在接收端，则根据所接收到的“分

87、配通道”和“M个输出通道”的结构，就可恢复出原发端输入的N通道的TM帧结构。在话音预测编码方式中，同样也存在竞争问题，有可能出现本来应发而未发的现象，而接收端却按先前一码组的内容进行读操作，致使信噪比下降。只有当卫星话路数M较小时，采用话音预测编码方式时的DSI增益才稍大于时分话音内插方式时的DSI增益。 第3章微波与卫星通信的通信体制 2 2回波控制技术回波控制技术如图336所示的是卫星通信线路产生回波干扰的原理图。可见，在与地球站相连接的PSTN用户的用户线上采用二线制，即在一对线路上传输两个方向的信号，而地球站与卫星之间的信息接收和发送是由不同的两条线路(上行和下行线路)完成的，故称为四

88、线制。由图中可以清楚地看出，通过一个混合线圈H，从而实现二线和四线的连接。这样混合线圈的平衡网络的阻抗RA(或RB)等于二线网络的输入阻抗R1时，用户A便可以通过混合线圈与发射机直接相连。发射机的输出信号被送往地球站，利用其上行链路发往卫星，经卫星转发器转发，使与用户B相连的地球站接收到来自卫星的信号，并通过混合线圈到达用户B。第3章微波与卫星通信的通信体制 理想情况下，收、发信号彼此分开。但当PSTN电话端的二/四线混合线圈处于不平衡时，例如A端R1RA（对于B端R2RB），用户A通过卫星转发器发送给用户B的话音信号中会有一部分泄露到发送端，再发往卫星从而返回用户A，这样一个泄露信号就是回波

89、。第3章微波与卫星通信的通信体制 图336卫星通信线路产生回波干扰的原理图 第3章微波与卫星通信的通信体制 由于卫星系统中，信号传输时延较长，因而卫星终端发出的话音和收到的对方泄漏话音的时延也较长。这除了使得在电话线路中的双方通话时会感到不自然外，更重要的是还会出现严重的回波干扰。 为了抑制回波干扰的影响，因此在话音线路中接入一定的电路，这样在不影响话音信号正常传输的条件下，可将回波消弱或者抵消。图337所示的是一个回波抵消器的原理图。它用一个横向滤波器来模拟混合线圈，使其输出与接收到的话音信号的泄漏相抵消，以此防止回波的产生，而且此时对发送与接收通道并没有引入任何附加的损耗。 第3章微波与卫

90、星通信的通信体制 图337回波抵消器的原理图 第3章微波与卫星通信的通信体制 如图338所示的是一种数字式自适应回波抵消器原理图。其工作过程如下：首先把从对方送来的话音信号x(t)经过A/D变换成数字信号存储于信号存储器中，然后将存储于信号与传输特性存储器中的存储回波支路的脉冲响应h(t)进行卷积积分，从而构成作为抵消用的回波分量。随后再经加法运算从发话信号中扣除，于是便抵消掉了发话中经混合线圈来的回波分量z(t)。其中自适应控制电路可根据剩余回波分量和由信号存储器送来的信号，自动地确定h(t)。通常这种回波抵消器可使回波被抵消约30dB，自适应收敛时间为250ms。 第3章微波与卫星通信的通信体制 图338数字式自适应回波抵消原理方框图