第5章DCDC变换技术

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1、第第5 5章章 DC-DCDC-DC变换技术变换技术n n5.1 概述n n5.2 DC-DC变换器的基本电路拓扑n n5.3 带变压器隔离的DC-DC变换器原理5.4 PWM控制器原理返回5.1 概述n n将一个不受控制的输入直流电压变换成为另一个受控的输将一个不受控制的输入直流电压变换成为另一个受控的输出直流电压称之为出直流电压称之为DC-DCDC-DC变换。变换。n n随着科学技术的发展，对电子设备的要求是：随着科学技术的发展，对电子设备的要求是：性能更加性能更加可靠；可靠；功能不断增加；功能不断增加；使用更加方便；使用更加方便；体积日益减体积日益减小。这些使小。这些使DC-DCDC-D

2、C变换技术变得更加重要。目前，变换技术变得更加重要。目前，DC-DCDC-DC变变换器在计算机、航空、航天、水下行器、通信及电视等领换器在计算机、航空、航天、水下行器、通信及电视等领域得到了广泛的应用，同时，这些应用也促进了域得到了广泛的应用，同时，这些应用也促进了DC-DCDC-DC变换变换技术的进一步发展。技术的进一步发展。n n实现实现DC-DCDC-DC变换有两种模式，一种是线性调节模式变换有两种模式，一种是线性调节模式(Linear (Linear Regulator)Regulator)，另一种是开关调节模式（，另一种是开关调节模式（Switching Switching Regu

3、latorRegulator）。）。1 1、两种调节模式及比较、两种调节模式及比较n n线性调节器模式如图线性调节器模式如图5-1a5-1a所示，在这种模式中晶所示，在这种模式中晶体管工作在线性工作区，其输出电压为体管工作在线性工作区，其输出电压为 。晶体管模型可以用可调电阻。晶体管模型可以用可调电阻R RT T等效，其等效电等效，其等效电路如图路如图5-1b5-1b所示。显然晶体管功率损耗为所示。显然晶体管功率损耗为 。n n开关调节模式如图开关调节模式如图5-2a5-2a所示，其等效电路和输出所示，其等效电路和输出电压如图电压如图5-2b5-2b、5-2c5-2c所示。所示。n n假设：晶

4、体管关断时，假设：晶体管关断时， ；晶体管导通时；晶体管导通时 ；则该晶体管为理想开关（；则该晶体管为理想开关（Ideal switchIdeal switch），在），在理想开关情况下，晶体管损耗为零。两种模式的理想开关情况下，晶体管损耗为零。两种模式的电源方块图如图电源方块图如图5-3a5-3a和图和图5-3b5-3b所示。所示。 图5-1 a 线性调节器模式 b 等效电路图5-2a开关调节模式图 5-2b等效电路图 5-2c输出电压 a 线性模式电源框图b 开关模式电源(SMPS: Switch-mode power supply)框图图5-3线性电源和开关电源框图n n开关调节模式与线

5、性调节模式相比具有明显的特点：开关调节模式与线性调节模式相比具有明显的特点：n n1 1、功耗小、效率高。在、功耗小、效率高。在DC-DCDC-DC变换中，电力半导体器件工变换中，电力半导体器件工作在开关状态，工作频率很高，目前这个工作频率已达到作在开关状态，工作频率很高，目前这个工作频率已达到数百甚至数百甚至1000KHz1000KHz，这使电力半导体器件功耗减少、效率，这使电力半导体器件功耗减少、效率大幅度提高。大幅度提高。n n2 2、体积小、重量轻。由于频率提高，使脉冲变压器、滤、体积小、重量轻。由于频率提高，使脉冲变压器、滤波电感、电容的体积、重量大大减小，同时，由于效率提波电感、电

6、容的体积、重量大大减小，同时，由于效率提高，散热器体积也减小。还由于高，散热器体积也减小。还由于DC-DCDC-DC变换无笨重的工频变换无笨重的工频变压器，所以变压器，所以DC-DCDC-DC变换体积小、重量轻。变换体积小、重量轻。n n3 3、稳压范围宽。目前、稳压范围宽。目前DC-DCDC-DC变换中基本使用脉宽调制变换中基本使用脉宽调制（PWMPWM）技术，通过调节脉宽来调节输出电压，对输入电）技术，通过调节脉宽来调节输出电压，对输入电压变化也可调节脉宽来进行补偿，所以稳压范围宽。压变化也可调节脉宽来进行补偿，所以稳压范围宽。n n由于电力半导体器件工作在高频开关状态，它所产生的电由于电

7、力半导体器件工作在高频开关状态，它所产生的电流和电压会通过各种耦合途径，产生传导干扰和辐射干扰。流和电压会通过各种耦合途径，产生传导干扰和辐射干扰。目前，许多国家包括我国对电子产品的电磁兼容性和电磁目前，许多国家包括我国对电子产品的电磁兼容性和电磁干扰制定了许多强制性标准，任何电子产品如果不符合标干扰制定了许多强制性标准，任何电子产品如果不符合标准不得进入市场。准不得进入市场。n n2 DC-DC2 DC-DC变换分类：变换分类： 1 1）按激励方式划分。由于电力半导体器件需要激励信号，）按激励方式划分。由于电力半导体器件需要激励信号，按激励方式划分为它激式和自激式两种方式，它激式按激励方式划

8、分为它激式和自激式两种方式，它激式DC-DC-DCDC变换中有专业的电路产生激励信号控制电力半导体器件变换中有专业的电路产生激励信号控制电力半导体器件开关；自激式变换中电力半导体器件是作为振荡器的一部开关；自激式变换中电力半导体器件是作为振荡器的一部分（作为振荡器的振荡管）。分（作为振荡器的振荡管）。2 2） 按调制方式划分。目前在变換中常使用脉宽调制和频率按调制方式划分。目前在变換中常使用脉宽调制和频率调制两种方式，脉宽调制调制两种方式，脉宽调制PWMPWM（pulse width pulse width modulationmodulation）是电力半导体器件工作频率保持不变，通过）是电

9、力半导体器件工作频率保持不变，通过调整脉冲宽度达到调整输出电压。频率调制调整脉冲宽度达到调整输出电压。频率调制PFMPFM（pulse pulse frequent modulationfrequent modulation）是保持开通时间不变，通过调节）是保持开通时间不变，通过调节电力半导体器件开关工作频率达到调整输出电压。频率调电力半导体器件开关工作频率达到调整输出电压。频率调制在制在DC-DCDC-DC变换器设计中由于易产生谐波干扰、且滤波器变换器设计中由于易产生谐波干扰、且滤波器设计困难。脉宽调制与频率调制相比具有明显的优点，目设计困难。脉宽调制与频率调制相比具有明显的优点，目前在前在

10、DC-DCDC-DC变换中占据主导地位。还有混合式，即在某种变换中占据主导地位。还有混合式，即在某种条件下使用脉宽调制（条件下使用脉宽调制（PWMPWM），在另一条件下使用频率调），在另一条件下使用频率调制（制（PFMPFM）。）。3 3）按储能电感与负载连接方式划分。可分为串联型和并联）按储能电感与负载连接方式划分。可分为串联型和并联型两种。储能电感串联在输入输出之间称之为串联型；储型两种。储能电感串联在输入输出之间称之为串联型；储能电感并联在输出与输入之间称之为并联型。能电感并联在输出与输入之间称之为并联型。4 4）按电力半导体器件在开关过程中是否承受电压、电流应）按电力半导体器件在开关过

11、程中是否承受电压、电流应力划分。可分为硬开关和软开关。所谓软开关是指电力半力划分。可分为硬开关和软开关。所谓软开关是指电力半导体器件在开关过程中承受零电压（导体器件在开关过程中承受零电压（ZVSZVS）或零电流）或零电流（ZISZIS）。）。5 5）按输入输出电压大小划分。可分为降压型和升压型。）按输入输出电压大小划分。可分为降压型和升压型。6 6）按输入与输出之间是否有电气隔离划分。可分为隔离型）按输入与输出之间是否有电气隔离划分。可分为隔离型和不隔离型。隔离型和不隔离型。隔离型DC-DCDC-DC变换器按电力半导体器件的个变换器按电力半导体器件的个数可分为：单管数可分为：单管DC-DCDC

12、-DC变换器变换器 单端正激（单端正激（ForwardForward）、单）、单端反激端反激( (FlybackFlyback)；双管；双管DC-DCDC-DC变换器变换器 双管正激双管正激(Double (Double transistor forward converter)transistor forward converter)、双管反激（、双管反激（Double Double transistor transistor flybackflyback converter converter）、推挽电路（）、推挽电路（Push-Push-pull converterpull conver

13、ter）和半桥电路（）和半桥电路（Half-bridge Half-bridge converterconverter）等）等 ；四管；四管DC-DCDC-DC变换器即全桥变换器即全桥DC-DCDC-DC变换器变换器（Full-Full-bradgebradge converter converter）。不隔离型主要有降压式）。不隔离型主要有降压式（BuckBuck）变换器、升压式（）变换器、升压式（BoostBoost）变换器、升降压式）变换器、升降压式（Buck-BoostBuck-Boost）变换器、）变换器、CukCuk变换器、变换器、ZetaZeta变换器、变换器、SepicSepi

14、c变换器等。变换器等。3 3、 DC-DCDC-DC变换器的要求及主要技术指标变换器的要求及主要技术指标 1 1）输入参数：输入电压及输入电压变化范围；输）输入参数：输入电压及输入电压变化范围；输入电流及输入电流变化范围；入电流及输入电流变化范围；2 2）输出参数：输出电压及输出电压变化范围；输出）输出参数：输出电压及输出电压变化范围；输出电流及输出电流变化范围；输出电压稳压精度。电流及输出电流变化范围；输出电压稳压精度。n n输出电压稳压精度，包括两个内容输出电压稳压精度，包括两个内容: :n n负载调整率，即负载效应。指当负载在负载调整率，即负载效应。指当负载在0-100%0-100%额额

15、定电流范围内变化时，输出电压的变化量与输出定电流范围内变化时，输出电压的变化量与输出电压额定值的比值。电压额定值的比值。n n源效应是指当输入电压在规定范围内变化时，输源效应是指当输入电压在规定范围内变化时，输出电压的变化量与输出电压额定值的比值。出电压的变化量与输出电压额定值的比值。n n效率效率n n输出电压纹波有效值和峰输出电压纹波有效值和峰- -峰值峰值n n比功率（功率比功率（功率/ /重量）重量）, ,是表征小型化的重要指标。是表征小型化的重要指标。返回5.2 DC-DC5.2 DC-DC变换器的基本电路变换器的基本电路1 1 、BuckBuck电路电路 n nBuckBuck电路

16、又称为串联开关稳压电路，或降压斩波电路又称为串联开关稳压电路，或降压斩波电路。电路。BuckBuck变换器原理图如图变换器原理图如图5-5a5-5a所示。它有两所示。它有两种基本工作模式，即电感电流连续模式种基本工作模式，即电感电流连续模式CCMCCM和电感和电感电流断续模式。电感电流连续是指输出滤波电感电流断续模式。电感电流连续是指输出滤波电感电流总是大于零，电感电流断续是指在开关管关电流总是大于零，电感电流断续是指在开关管关断期间有一段时间电感电流为零，这两种状态之断期间有一段时间电感电流为零，这两种状态之间有一个临界状态，即在开关管关断末期电感电间有一个临界状态，即在开关管关断末期电感电

17、流刚好为零。电感电流连续时，流刚好为零。电感电流连续时，BuckBuck变换器存在变换器存在两种开关状态；电感电流断续时，两种开关状态；电感电流断续时，BuckBuck变换器存变换器存在三种开关状态；如图在三种开关状态；如图5-5b5-5b、c c、d d所示。所示。 图5-5 Buck变换器原理图及不同开关状态下的等效电路图 n n将图5-6所示的方波信号加到功率半导体器件的控制极，功率半导体器件在控制信号激励下，周期性的开关。通过电感中的电流iL是否连续取决于开关频率、滤波电感和电容的数值。电感电流iL连续条件下其工作波形如图5-6a所示。电路稳定状态下的工作分析如下：n n1）电感电流连

18、续模式CCM（Continuous current mode）图5-6 Buck电路图各点波形n n开关状态开关状态1 1：Q Q导通导通n nt=0t=0时刻，时刻，Q Q管被激励导通，二极管管被激励导通，二极管D D中的电流迅速中的电流迅速转换到转换到Q Q管。二极管管。二极管D D被截止，等效电路如图被截止，等效电路如图5-5b5-5b所示，这时电感上的电压为：所示，这时电感上的电压为：n n若若V VO O在这期间保持不变，则有：在这期间保持不变，则有：n n显然显然n n即导通过程的电流变化：即导通过程的电流变化：n n开关状态开关状态2 2：Q Q关断关断n nt=tt=tonon

19、时刻，时刻，Q Q关断，储能电感中的电流不能突变，关断，储能电感中的电流不能突变，于是电感于是电感L L两端产生了与原来电压极性相反的自两端产生了与原来电压极性相反的自感电动势，该电动势使二极管感电动势，该电动势使二极管D D正向偏置，二极正向偏置，二极管管D D导通，储能电感中储存的能量通过二极管导通，储能电感中储存的能量通过二极管D D向向负载供电，二极管负载供电，二极管D D的作用是续流，这就是二极的作用是续流，这就是二极管管D D被称为续流二极管的原因。等效电路如图被称为续流二极管的原因。等效电路如图5-5-5c5c所示，这时电感上的电压为：所示，这时电感上的电压为：n n显然显然n

20、n即关断过程的电流变化：即关断过程的电流变化：n n显然，只有Q管导通期间（ton内）电感L增加的电流等于Q管截止期间（toff时间内）减少的电流，这样电路才能达到平衡，才能保证储能电感L中一直有能量，才能不断地向负载提供能量和功率。 n n考虑到 和 ，可得 n n 因此，Buck电路输出电压平均值与占空比成正比，从0变到1，输出电压从0变到,且输出电压最大值不超过输入电压。n n由于滤波电容上的电压等于输出电压，电容两端由于滤波电容上的电压等于输出电压，电容两端的电压变化量实际上就是输出电压的纹波电压的电压变化量实际上就是输出电压的纹波电压 ， 的波形如图的波形如图5-6a5-6a所示。所

21、示。n n因为因为 ，当，当 时，时，C C充电，输出电压充电，输出电压vovo升高；当升高；当 时，时，C C放电，输出电压放电，输出电压vovo下降，假下降，假设负载电流设负载电流i io o的脉动量很小而可以忽略，则的脉动量很小而可以忽略，则 ，即电感的峰峰脉动电流，即电感的峰峰脉动电流 即为电容即为电容C C充放电充放电电流。电流。n n电容充电电荷量即电流曲线与横轴所围的面积电容充电电荷量即电流曲线与横轴所围的面积 由式可知，降低纹波电压，除与输入输出电压有由式可知，降低纹波电压，除与输入输出电压有关外，增大储能电感关外，增大储能电感L L和滤波电容和滤波电容C C可以起到显著可以起

22、到显著效果，提高电力半导体器件的工作频率也能收到效果，提高电力半导体器件的工作频率也能收到同样的效果。在已知同样的效果。在已知 、VdVd、VoVo和和f f的情况下根的情况下根据上述公式可以确定据上述公式可以确定C C和和L L的值。的值。 设负载阻抗设负载阻抗 ，则电感平均电流为：，则电感平均电流为：n n电感电流的最大值：电感电流的最大值：n n n n电感电流的最小值：电感电流的最小值：n n电感电流不能突变，只能近似的线性上升和下降，电感量越大电流的变化越平滑；电感量越小电流的变化越陡峭。当电感量小到一定值时，在t=T时刻，电感L中储藏的能量刚刚释放完毕，这时 ，此时的电感量被称为临

23、界电感，当储能电感L的电感量小于临界电感时，电感中电流就发生断续现象。n nLC即为临界电感值，式中RL为负载电阻。n n2 2）电感电流断续工作方式（）电感电流断续工作方式（Discontinuous Discontinuous current modecurrent mode）n n图图5-6b5-6b给出了电感电流断续时的工作波形，它有给出了电感电流断续时的工作波形，它有三种工作状态：三种工作状态：Q Q导通，电感电流导通，电感电流i iL L从零增长到从零增长到 ；Q Q关断，二极管关断，二极管D D续流，续流，i iL L从从 降到零；降到零；Q Q和和D D均截止，在此期间均截止，

24、在此期间i iL L保持为零，负载电流由输保持为零，负载电流由输出滤波电容供电。这三种工作状态对应三种不同出滤波电容供电。这三种工作状态对应三种不同的电路结构，如图的电路结构，如图5-2b5-2b、c c、d d所示。所示。n nQ Q导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为n nQ Q截止后，电感电流从最大值线性下降，在截止后，电感电流从最大值线性下降，在 时刻下降到零，其减小量为：时刻下降到零，其减小量为：n n电感电流增长量和电感电流减小量在稳态时应相等：n n电感电流连续时， ，电感电流断续时， 。n n变换器输出电流等于电感电流平均值：n

25、n上式表明，电感电流断续时， 不仅与占空比有关，而且与负载电流有关。Buck电路电路MATLAB仿真仿真BUCKBUCKBUCKBUCK变换器设计步骤变换器设计步骤变换器设计步骤变换器设计步骤n n选择续流二极管选择续流二极管D D。续流二极管选用快恢复二极管，其额定工作电流。续流二极管选用快恢复二极管，其额定工作电流和反向耐压必须满足电路要求，并留一定的余量。和反向耐压必须满足电路要求，并留一定的余量。n n选择开关管工作频率。最好工作频率大于选择开关管工作频率。最好工作频率大于20KHZ20KHZ，以避开音频噪声。，以避开音频噪声。工作频率提高可以减小工作频率提高可以减小L L、C C，但

26、开关损耗增大，因此效率减小。，但开关损耗增大，因此效率减小。n n开关管可选方案：开关管可选方案：MOSFETMOSFET、IGBTIGBT、GTRGTR。n n占空比选择。为保证当输入电压发生波动时，输出电压能够稳定，占占空比选择。为保证当输入电压发生波动时，输出电压能够稳定，占空比一般选空比一般选0.70.7左右。左右。n n确定临界电感。确定临界电感。 ，电感选取一般为临界电感的，电感选取一般为临界电感的1010倍。倍。n n确定电容。电容耐压必须超过额定电压；电容必须能够传送所需的电确定电容。电容耐压必须超过额定电压；电容必须能够传送所需的电流有效值；电流有效值计算：电流波形为三角形，

27、三角形高为流有效值；电流有效值计算：电流波形为三角形，三角形高为 ，底宽为底宽为 ，因此电容电流有效值为：，因此电容电流有效值为：n n根据纹波要求，确定电容容量。根据纹波要求，确定电容容量。n n确定连接导线。确定导线必须计算电流有效值（确定连接导线。确定导线必须计算电流有效值（RMSRMS）, ,电感电流有效电感电流有效值由下式给出：值由下式给出：n n n n由电流有效值确定导线截面积，由工作频率确定穿透深度（当导线为由电流有效值确定导线截面积，由工作频率确定穿透深度（当导线为圆铜导线时，穿透深度为：圆铜导线时，穿透深度为： ），然后确定线径和导线根数。），然后确定线径和导线根数。2 2

28、、 BoostBoost电路电路n n Boost电路如图5-7a所示，等效电路如图5-7b所示，工作波形图如图5-8所示。它是一升压斩波电路，同Buck变换器一样，Boost变换器也有电感电流连续和断续两种工作方式，电感电流连续时，存在两种开关状态；电感电流断续时，存在三种开关状态。电路稳定状态下的工作分析如下：图5-7 Boost电路及不同开关状况下等效电路图5-8 Boost电路各点工作波形n n1) 1) 电感电流连续模式电感电流连续模式CCMCCM（Continuous current modeContinuous current mode）n n开关状态开关状态1 1：Q Q导通导

29、通n nQ Q管导通，输入电压加到储能电感管导通，输入电压加到储能电感L L两端，二极管两端，二极管D D被反向被反向截止，等效电路如图截止，等效电路如图5-7b5-7b所示，流过电感的电流：所示，流过电感的电流：n n开关状态开关状态2 2：Q Q截止截止n nQ Q管截止，二极管正向偏置而导通，等效电路如图管截止，二极管正向偏置而导通，等效电路如图5-7c5-7c所所示电源功率和储存在示电源功率和储存在L L中的能量通过二极管中的能量通过二极管D D输送给负载和输送给负载和滤波电容滤波电容C C。此时流过电感的电流为：。此时流过电感的电流为：n n显然，只有显然，只有Q Q管导通期间（内）

30、储能电感管导通期间（内）储能电感L L增加的增加的电流等于电流等于Q Q管截止期间（内）减少的电流，这样管截止期间（内）减少的电流，这样电路才能达到平衡，才能保证储能电感中一直电路才能达到平衡，才能保证储能电感中一直有能量，才能不断地向负载提供能量和功率。有能量，才能不断地向负载提供能量和功率。解得：解得：n n表明表明Boost DC-DCBoost DC-DC变换器是一个升压电路，当占变换器是一个升压电路，当占空比从零变到空比从零变到1 1时，输出电压从时，输出电压从 变到任意大。变到任意大。n n设负载阻抗设负载阻抗Z=RZ=RL L，从能量守恒定律出发，输出电，从能量守恒定律出发，输出

31、电流流I IO O=V=VO O/R/RL L，电感平均电流即为输入电流，电感平均电流即为输入电流I IL L=I=Ii i：n n电感电流的最大值：电感电流的最大值：n n电感电流的最小值：电感电流的最小值：n n电感电流不能突变，只能近似的线性上升和下降，电感电流不能突变，只能近似的线性上升和下降，电感量越大电流的变化越平滑；电感量越小电流电感量越大电流的变化越平滑；电感量越小电流的变化越陡峭。当电感量小到一定值时，在的变化越陡峭。当电感量小到一定值时，在t=Tt=T时时刻，电感刻，电感L L中储藏的能量刚刚释放完毕，这时中储藏的能量刚刚释放完毕，这时 ，此时的电感量被称为临界电感，当储能

32、电感，此时的电感量被称为临界电感，当储能电感L L的的电感量小于临界电感时，电感中电流就发生断续电感量小于临界电感时，电感中电流就发生断续现象。现象。n n滤波电容上的电压等于输出电压，电容两端的电滤波电容上的电压等于输出电压，电容两端的电压变化量实际上就是输出电压的纹波电压，压变化量实际上就是输出电压的纹波电压， 的的波形如图波形如图5-8a5-8a所示。若忽略负载电流脉动，则在所示。若忽略负载电流脉动，则在导通期间电容泄放电荷量应等于在关断期间电容导通期间电容泄放电荷量应等于在关断期间电容充电电荷量，反映了电容峰充电电荷量，反映了电容峰- -峰电压脉动量：峰电压脉动量：n n由此可知，降低

33、纹波电压，除与输出电压有关外，由此可知，降低纹波电压，除与输出电压有关外，增大滤波电容增大滤波电容C C可以起到显著效果，提高电力半导可以起到显著效果，提高电力半导体器件的工作频率也能收到同样的效果。体器件的工作频率也能收到同样的效果。n n2 2）电感电流断续工作方式（）电感电流断续工作方式（Discontinuous Discontinuous current modecurrent mode）n nBoostBoost变换器在电感电流断续时有三种开关状态：变换器在电感电流断续时有三种开关状态：Q Q导通，电感电流从零增长到导通，电感电流从零增长到 ；Q Q关断，二关断，二极管极管D D续

34、流，电感电流从续流，电感电流从 降到零；降到零；Q Q和和D D均截均截止，电感电流保持为零，负载由输出滤波电容供止，电感电流保持为零，负载由输出滤波电容供电。这三种工作状态的等效电路如图电。这三种工作状态的等效电路如图5-7b5-7b、c c、d d所示。所示。n nQ Q导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为：导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为：n nQ Q截止后，电感电流从截止后，电感电流从 线性下降，并在线性下降，并在时刻下降到零，即：时刻下降到零，即：n n式中 ，电感电流断续时 n n若t=toff时电流恰好等于零，n n两边各自相加除以2得 即临界电感n n电感电流临

35、界连续时的平均值 3 3 3 3 、Buck-BoostBuck-BoostBuck-BoostBuck-Boost电路电路电路电路 n n图5-9a 为Buck-Boost电路原理图，它即能够工作在Buck型，又能够工作在Boost型。它的输入电压极性与输出电压极性相反，输入为正时输出为负，在Buck和Boost变换器中存在一个能量从电源流入负载的期间，而在Buck-Boost变换器中，能量首先储存在电感中，然后再由电感向负载释放能量。 图5-9 Buck-Boost电路原理图n n1 1、电感电流连续模式、电感电流连续模式CCMCCM（Continuous current modeCont

36、inuous current mode）n n在电感电流连续条件下，工作于图在电感电流连续条件下，工作于图5-9b5-9b、c c所示的两种状所示的两种状态。态。n n状态状态1 1：Q Q导通导通 n nQ Q管导通，二极管管导通，二极管D D反偏关断，能量从输入电源流入，并存反偏关断，能量从输入电源流入，并存储在电感储在电感L L中，中，L L上的电压上正下负，等于输入电压，此时上的电压上正下负，等于输入电压，此时负载电流由虑波电容负载电流由虑波电容C C提供，等效电路如图提供，等效电路如图5-9b5-9b所示。所示。 n n在在t tonon期间内电感电流的增量为：期间内电感电流的增量为

37、：n n状态状态2 2：Q Q关断关断 n n在在t=tt=tonon时刻，时刻，Q Q关断，由于电感中电流不能突变，关断，由于电感中电流不能突变，L L上呈现上呈现的感应电势的感应电势, ,当该感应电势超过输出电压当该感应电势超过输出电压V VO O时，二极管导时，二极管导通，电感通，电感L L上存储的能量通过上存储的能量通过D D向负载和电容向负载和电容C C释放，补充释放，补充了电容了电容C C在在tonton期间损失的能量，负载电压极性与输入电压期间损失的能量，负载电压极性与输入电压极性相反，等效电路如图极性相反，等效电路如图5-9c5-9c所示，波形如图所示，波形如图5-10a5-1

38、0a所示。所示。n n电流按线性规律直线下降，电感电流的减少量为电流按线性规律直线下降，电感电流的减少量为 n n显然，电路平衡时，才能保证储能电感显然，电路平衡时，才能保证储能电感L L中一直有能量，中一直有能量，才能不断地向负载提供能量和功率。因此电流在开通和关才能不断地向负载提供能量和功率。因此电流在开通和关断期间变化相等，得输出电压平均值断期间变化相等，得输出电压平均值n n改变占空比就能获得所需的输出电压。改变占空比就能获得所需的输出电压。n n当当 时，时， ；n n当当 时，时， ，为升压型；，为升压型；n n当当 时，时， ，为降压型。，为降压型。n n这样，就可以得到高于或低

39、于输入电压的任何输这样，就可以得到高于或低于输入电压的任何输出电压。在要求输出电压一定的情况下，容许输出电压。在要求输出电压一定的情况下，容许输入电压有较大的变化都能够工作。入电压有较大的变化都能够工作。n n假设电路中所有的器件为理想开关，即变换器无假设电路中所有的器件为理想开关，即变换器无功率损耗，输入功率等于输出功率，负载阻抗功率损耗，输入功率等于输出功率，负载阻抗 ：n n由于输入平均电流与电感平均电流有以下关系由于输入平均电流与电感平均电流有以下关系n n因此有：n n电感电流的最大值：n n n n电感电流的最小值：n n当电感电流的最小值为零时，电感为临界电感：n n电容上的峰-

40、峰脉动电压求法同Boost电路一样，可得：n nQ Q管截止时承受的反向电压为：管截止时承受的反向电压为：n nQ Q管开通时，加于二极管管开通时，加于二极管D D上的反向电压为上的反向电压为n n2 2）电感电流断续工作方式（）电感电流断续工作方式（Discontinuous Discontinuous current modecurrent mode）n n图图5-10b5-10b给出了电感电流断续工作时的主要波形，给出了电感电流断续工作时的主要波形，此时此时Book-BoostBook-Boost变换器有三种开关状态，变换器有三种开关状态，Q Q导通，导通，电感电流从零增长到最大值；电感

41、电流从零增长到最大值；Q Q关断，二极管续关断，二极管续流，电感电流从最大值降到零；流，电感电流从最大值降到零；Q Q和和D D均截止，均截止，电感电流保持为零，负载由输出滤波电容供电。电感电流保持为零，负载由输出滤波电容供电。这三种工作状态的等效电路如图这三种工作状态的等效电路如图5-9b5-9b、c c、d d所示。所示。Q Q导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为：导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为：n nQ Q截止后，电感电流线性下降，并在截止后，电感电流线性下降，并在 时刻下时刻下降到零，即：降到零，即：n n因此有：n n式中 ，电感电流断续时n n若t=toff时电流

42、恰好等于零:n n两边各自相加后除以2得n n电感电流临界连续时的平均值 BUCK-BOOST电路电路MATLAB仿真仿真4 4 4 4、 CukCukCukCuk电路电路电路电路n n由于由于Buck-BoostBuck-Boost变换器的电感变换器的电感L L在中间，其输入和在中间，其输入和输出电流的脉动都很大。针对这一缺点，美国加输出电流的脉动都很大。针对这一缺点，美国加州理工大学的州理工大学的SlobdanSlobdan CukCuk教授提出了单管教授提出了单管CukCuk变变换器，该变换器使用了两个电感，一个在输入端，换器，该变换器使用了两个电感，一个在输入端，一个在输出端，从而减小

43、了电流脉动。一个在输出端，从而减小了电流脉动。n nCukCuk变换器的电路形式如图变换器的电路形式如图5-11a5-11a所示，在负载电所示，在负载电流连续的条件下，工作波形图如图流连续的条件下，工作波形图如图5-12a5-12a所示，其所示，其中中L1L1、L2L2为储能电感，为储能电感，Q Q为功率开关管，为功率开关管，D D为续流为续流二极管，二极管，C1C1为传输能量的耦合电容，为传输能量的耦合电容，C2C2为滤波电为滤波电容。容。CukCuk变换器能够提供一个反极性、不隔离的输变换器能够提供一个反极性、不隔离的输出电压，输出电压可高于或低于输入电压，而且出电压，输出电压可高于或低于

44、输入电压，而且其输入电流和输出电流都是连续的、非脉动的，其输入电流和输出电流都是连续的、非脉动的，这些特点使这些特点使CukCuk变换器有着广阔的应用前景。变换器有着广阔的应用前景。图5-11 Cuk变换器电路原理图及等效电路图5-12 CUK变换器工作波形n n模式模式1 1：Q Q导通导通 n nQ Q导通，导通，L L1 1储能，储能，C C1 1电容上的电压使电容上的电压使D D反偏置，电容通过负反偏置，电容通过负载载Z Z和和L2L2传输能量，负载获得反极性电压，传输能量，负载获得反极性电压，L L2 2、C C2 2储能。由储能。由电路可知，在这种电路结构中，电路可知，在这种电路结

45、构中，Q Q管和二极管管和二极管D D是同步工作是同步工作的，的，Q Q导通，导通，D D截止；截止；Q Q截止，截止，D D导通。导通。n nL L1 1的电流增量为：的电流增量为：n n从输出回路来看，在从输出回路来看，在t tonon期间，期间，C C1 1供电，供电，L L2 2储能，若储能，若C C1 1的足的足够大，可忽略够大，可忽略C C1 1上的压降，则上的压降，则L L2 2上的电压为上的电压为 ，L L2 2中中的电流以的电流以 的速率线性上升，在的速率线性上升，在t tonon期间，期间，L L2 2的的电流增量为电流增量为： n n模式2：Q关断 n n在在t toff

46、off期间，期间，Q Q截止，截止，D D导通，电容导通，电容C1C1被充电，被充电，L L1 1通通过过C C1 1和和D D向向C C1 1充电储能，同时充电储能，同时L2L2向负载释放能量，向负载释放能量，在这种电路结构中，无论在在这种电路结构中，无论在tonton期间还是在期间还是在tofftoff期期间都从输入向负载传输能量，只要电感间都从输入向负载传输能量，只要电感L1L1、L2L2和和电容电容C1C1足够大，输入输出电流基本上是平滑的。足够大，输入输出电流基本上是平滑的。在在t toffoff期间期间C C1 1充电，在充电，在t tonon期间期间C C1 1向负载放电，可见向

47、负载放电，可见C C1 1起着传递能量的作用。起着传递能量的作用。n n在在tofftoff期间，期间，L1L1释放能量，释放能量，L1L1上的压降上的压降 ，L1L1中的电流以中的电流以 的速率线性下降，的速率线性下降，L1L1的电的电流减量为：流减量为：n n从输出回路来看，在toff期间，由于D导通，L2释放能量，则L2上的电压为-VO，L2中的电流以 的速率线性下降，在toff期间，L2的电流减量为：n n在稳定状态下，电感L1电流变化量应相等 n nL2中电流变化量应相等 n n n n若C1足够大，在导通、截止期间上的电压可认为近似不变（只有很小的顶降），则有 n n假设电路中所有

48、的器件为理想开关，即变换器无功率损耗，输入功率等于输出功率，负载阻抗Z=RL，输入平均电流Ii即为电感L1平均电流IL1n n电感L1电流的最大值：n n n n电感L1电流的最小值：n n n n临界电感：n n n n输出平均电流即电感L2的平均电流：n nL2电感电流的最大值：n n电感电流的最小值：电感电流的最小值：n n临界电感：临界电感：n n下面来看电容下面来看电容C2C2的峰的峰- -峰脉动电压。假设负载电流峰脉动电压。假设负载电流的脉动量很小而可以忽略，即电感的峰的脉动量很小而可以忽略，即电感的峰- -峰脉动电峰脉动电流即为电容充放电电流。流即为电容充放电电流。CUK电路电路

49、MATLAB仿真仿真返回5.3 5.3 隔离的隔离的DC-DCDC-DC变换器原理变换器原理n n在实际应用中，有许多场合需要输出电压和输入电压隔离，或需要多路输出，此时需要高频变压器来完成这些功能。 1、 单端DC-DC变换器原理及设计 n n上一节介绍的四种基本类型的变换器加上变压器隔离后，可以引申出各种类型的单端变换器：Buck型引申为Forward型（单端正激）变换器；Boost型引申为Fly-back型（单端反激）变换器 。n n1 1）Fly-backFly-back（单端反激）变换器原理（单端反激）变换器原理n n Fly-backFly-back（单端反激）变换器原理图如图（单

50、端反激）变换器原理图如图5-135-13所示。在工作过程中，变压器起了储能电感的作所示。在工作过程中，变压器起了储能电感的作用，实际上是耦合电感，用普通导磁材料作铁芯用，实际上是耦合电感，用普通导磁材料作铁芯时，铁芯必须留有气隙，保证在最大负载电流时时，铁芯必须留有气隙，保证在最大负载电流时铁芯不会饱和。铁芯不会饱和。Fly-backFly-back（单端反激）变换器由（单端反激）变换器由于电路简单，所用器件少，适于多路输出场合应于电路简单，所用器件少，适于多路输出场合应用。用。图5-13 Fly-back变换器原理n n和BOOST变换器一样，Fly-back（单端反激）变换器也有电流连续和

51、断续两种工作方式，仅仅是连续和断续的定义不同。BOOST变换器只有一个电感，Fly-back变换器是耦合电感，对原边绕组的自感来讲，它的电流不可能连续，因为功率晶体管断开后电流必然为零，这时必然在次级绕组的自感中引起电流，故对Fly-back变换器来讲，电流连续是指变压器两个绕组的合成安匝在一个开关周期中不为零，与此相反即为电流断续。n n开关状态开关状态1 1：Q Q导通导通n n等效电路如图等效电路如图5-14a5-14a所示，在所示，在时，功率晶体管的门极被激励时，功率晶体管的门极被激励而导通时，输入电压加到变压而导通时，输入电压加到变压器的初级绕组两端，由于变压器的初级绕组两端，由于变

52、压器对应的极性，次级绕组下正器对应的极性，次级绕组下正上负，二极管截止，次级绕组上负，二极管截止，次级绕组中没有电流流过，负载电流由中没有电流流过，负载电流由滤波电容提供。此时只有变压滤波电容提供。此时只有变压器原边绕组工作，变压器相当器原边绕组工作，变压器相当于一个电感，设绕组于一个电感，设绕组N N1 1的电感的电感量为量为L L1 1，绕组，绕组N N2 2的电感量为的电感量为L L2 2，则管导通期间流过初级绕组，则管导通期间流过初级绕组N N1 1的电流为：的电流为： 图5-14 Fly-back变换器不同开关状态的等效电路图n nt=tt=tonon时，电流时，电流i ip p达到

53、最大值达到最大值i ipmaxpmaxn n n nt=tont=ton时，功率晶体管时，功率晶体管Q Q截止，如图截止，如图2-14b2-14b所示，原所示，原边绕组开路，次级绕组的电压极性上正下负，二边绕组开路，次级绕组的电压极性上正下负，二极管极管D D导通，导通期间储存在变压器中的能量通过导通，导通期间储存在变压器中的能量通过二极管向负载释放，同时向电容充电。此时变压二极管向负载释放，同时向电容充电。此时变压器只有副边绕组工作，器只有副边绕组工作，Q Q管截止期间流过次级绕组管截止期间流过次级绕组的电流为：的电流为：n nt=Tt=T时，副边电流时，副边电流isis达到最小值：达到最小

54、值： n nt=T时刻，Ismin=0表示导通期间储存的磁场能量刚好释放完毕；Ismin0表示导通期间储存的磁场能量还没有释放完；IsminWW3 3，则去磁时间小于开通时间，则去磁时间小于开通时间n n即开关管的工作占空比即开关管的工作占空比 。n n如果如果W W1 1WWW3 3，Q Q管电压大于管电压大于2 2倍输入电压；倍输入电压；W W1 1WW3 3，Q Q管电压小于管电压小于2 2倍输入电压。倍输入电压。n n为了充分提高占空比和减小为了充分提高占空比和减小Q Q两端电压，必须折衷选择。两端电压，必须折衷选择。一般选一般选W1=W3W1=W3，这时，这时 ， ，而，而Q Q管电

55、压等于管电压等于2 2倍输入电压。倍输入电压。n n由于单端正激变换器（由于单端正激变换器（ForwordForword）变换器实际上是一个隔）变换器实际上是一个隔离的离的BUCKBUCK变换器，因此其输入和输出关系为：变换器，因此其输入和输出关系为：n n n n主要波形见图主要波形见图5-185-18所示。所示。图5-18 主要波形Ansoft仿真仿真n n3) 3) 3) 3) 单端变换器的磁复位技术单端变换器的磁复位技术单端变换器的磁复位技术单端变换器的磁复位技术n n使用单端隔离变压器之后，变压器磁芯如何在每个脉动工使用单端隔离变压器之后，变压器磁芯如何在每个脉动工作磁通之后都能恢复

56、到磁通起始值，这是产生的新问题，作磁通之后都能恢复到磁通起始值，这是产生的新问题，称为去磁复位问题。因为线圈通过的是单向脉动激磁电流，称为去磁复位问题。因为线圈通过的是单向脉动激磁电流，如果没有每个周期都作用的去磁环节，剩磁通的累加可能如果没有每个周期都作用的去磁环节，剩磁通的累加可能导致出现饱和。这时开关导通时电流很大；断开时，过电导致出现饱和。这时开关导通时电流很大；断开时，过电压很高，导致开关器件的损坏。压很高，导致开关器件的损坏。n n剩余磁通实质是磁芯中仍残存有能量，如何使此能量转移剩余磁通实质是磁芯中仍残存有能量，如何使此能量转移到别处，就是磁芯复位的任务。具体的磁芯复位线路可以到

57、别处，就是磁芯复位的任务。具体的磁芯复位线路可以分成两种：分成两种：n n一种是把铁芯残存能量自然的转移，在为了复位所加的电一种是把铁芯残存能量自然的转移，在为了复位所加的电子元件上消耗掉，或者把残存能量反馈到输入端或输出端；子元件上消耗掉，或者把残存能量反馈到输入端或输出端；另一种是通过外加能量的方法强迫铁芯的磁状态复位。具另一种是通过外加能量的方法强迫铁芯的磁状态复位。具体使用那种方法，可视功率的大小、所使用的磁芯磁滞特体使用那种方法，可视功率的大小、所使用的磁芯磁滞特性而定。最典型的两种磁芯磁滞特性曲线如图性而定。最典型的两种磁芯磁滞特性曲线如图5-195-19所示。所示。图5-19 典

58、型的两种磁芯磁滞特性曲线n n在磁场强度在磁场强度H H为零时，磁感应强度的多少是由铁芯材料决为零时，磁感应强度的多少是由铁芯材料决定。图定。图5-19a5-19a的剩余磁感应强度的剩余磁感应强度BrBr比图比图5-19b5-19b小，图小，图5-19a5-19a一般是铁氧体、铁粉磁芯和非晶合金磁芯，图一般是铁氧体、铁粉磁芯和非晶合金磁芯，图5-19b5-19b一般一般为无气隙的晶粒取向镍铁合金铁芯。为无气隙的晶粒取向镍铁合金铁芯。n n对于剩余磁感应强度对于剩余磁感应强度BrBr较小的铁芯，一般使用转移损耗法。较小的铁芯，一般使用转移损耗法。转移损耗法有线路简单、可靠性高的特点。对于剩余磁感

59、转移损耗法有线路简单、可靠性高的特点。对于剩余磁感应强度应强度BrBr较高的铁芯，一般使用强迫复位法。强迫复位法较高的铁芯，一般使用强迫复位法。强迫复位法线路较为复杂。线路较为复杂。n n简单的损耗法磁芯复位电路是由一只稳压管和二极管组成，简单的损耗法磁芯复位电路是由一只稳压管和二极管组成，稳压管和二极管与变压器原边绕组或和变压器副边绕组并稳压管和二极管与变压器原边绕组或和变压器副边绕组并联，磁芯中残存能量由于稳压管反向击穿导通而损耗，它联，磁芯中残存能量由于稳压管反向击穿导通而损耗，它具有两种功能，既可以限制功率开关管过电压又可以消除具有两种功能，既可以限制功率开关管过电压又可以消除磁芯残存

60、能量。在实际应用中由于变压器从原边到副边的磁芯残存能量。在实际应用中由于变压器从原边到副边的漏电感（寄生电感）存在，这个电感中也有存储的能量，漏电感（寄生电感）存在，这个电感中也有存储的能量，因此一般把稳压管和二极管与变压器原边绕组并联连结。因此一般把稳压管和二极管与变压器原边绕组并联连结。这种电路只适用于小功率变换器中，如图这种电路只适用于小功率变换器中，如图5-205-20所示。所示。 图5-20将变压器铁芯的储能反馈到变换器的输出端 n n大功率去磁电路一般使用将变压器铁芯的储能反大功率去磁电路一般使用将变压器铁芯的储能反馈到输入电源或变换器输出端。使用这种复位方馈到输入电源或变换器输出

61、端。使用这种复位方法，变压器铁芯的储能几乎没有损耗（或者说损法，变压器铁芯的储能几乎没有损耗（或者说损耗较小）变换器变换效率是很高的。耗较小）变换器变换效率是很高的。n n图图5-175-17的复位绕组就是将变压器铁芯的储能反馈的复位绕组就是将变压器铁芯的储能反馈到输入电源，图到输入电源，图5-205-20将变压器铁芯的储能反馈到将变压器铁芯的储能反馈到变换器的输出端。在图变换器的输出端。在图5-205-20中，稳压管接在变压中，稳压管接在变压器的原边，如上所述，它有两种功能，由于消耗器的原边，如上所述，它有两种功能，由于消耗在稳压管的能量很小，在这里主要是起箝位作用，在稳压管的能量很小，在这

62、里主要是起箝位作用，铁芯的储能通过连结在变压器的副边二极管铁芯的储能通过连结在变压器的副边二极管D3D3反反馈到变换器输出端，一般将馈到变换器输出端，一般将D3D3与电容与电容C C连结，如果连结，如果将将D3D3与高阻抗的电感连结会在变压器的原边绕组与高阻抗的电感连结会在变压器的原边绕组和副边绕组出现一个很高的电压尖峰脉冲。和副边绕组出现一个很高的电压尖峰脉冲。图5-21 恒流源复位n n当变压器铁芯中的剩余磁感应强度当变压器铁芯中的剩余磁感应强度BrBr较大时使用较大时使用图图5-215-21进行复位。由于在变换器输出端均有滤波进行复位。由于在变换器输出端均有滤波电感，可以把它看作恒流源，

63、因此使用恒流源和电感，可以把它看作恒流源，因此使用恒流源和附加绕组附加绕组NrNr复位。在变压器副边中增加一个中间复位。在变压器副边中增加一个中间抽头形成绕组抽头形成绕组NrNr，通过，通过D3D3与电感连结即可。与电感连结即可。n n在单端变换器中，引起开关引力高的主要原因是在单端变换器中，引起开关引力高的主要原因是开关管关断时漏感引起的开关管集电极和发射极开关管关断时漏感引起的开关管集电极和发射极之间电压突然升高，抑制开关管应力的方法有两之间电压突然升高，抑制开关管应力的方法有两个，一是减小漏电感，二是耗散过电压的能量，个，一是减小漏电感，二是耗散过电压的能量，或者是能量反馈到电源中。或者

64、是能量反馈到电源中。n n减小漏电感主要靠工艺，耗散过电压的能量要依减小漏电感主要靠工艺，耗散过电压的能量要依靠与电感并联的靠与电感并联的R R、C C缓冲器，或与开关并联的缓冲器，或与开关并联的R R、C C缓冲器。能量反馈回电源要依靠附加的线圈和定缓冲器。能量反馈回电源要依靠附加的线圈和定向二极管。向二极管。2 2 2 2、推挽式、推挽式、推挽式、推挽式DC-DCDC-DCDC-DCDC-DC变换器（变换器（变换器（变换器（PUSH-PULLPUSH-PULLPUSH-PULLPUSH-PULL）n n推挽式（推挽式（PUSH-PULLPUSH-PULL）DC-DCDC-DC变换器由推挽逆

65、变器和变换器由推挽逆变器和输出整流滤波电路构成，因此推挽输出整流滤波电路构成，因此推挽DC-DCDC-DC变换器是属变换器是属于于DC-AC-DCDC-AC-DC变换器。变压器两个原边绕组匝数相等变换器。变压器两个原边绕组匝数相等为为W W1111=W=W1212=W=W1 1, ,副边绕组匝数为副边绕组匝数为W W2 2。n n1)1)推挽逆变器推挽逆变器n nQ Q1 1和和Q Q2 2 180 180o o互补导通工作互补导通工作n n图图5-23a5-23a、b b是和是和 180o180o互补导通工作时的波形。当互补导通工作时的波形。当Q Q1 1导通时，电源电压导通时，电源电压V

66、Vinin加在加在W W1111上，当上，当Q Q2 2导通时，电源导通时，电源电压电压V Vinin加在加在W W1212上，因此绕组上，因此绕组W W2 2中的电势为一个宽度中的电势为一个宽度为为180o180o的交变方波，幅值的交变方波，幅值 。n nQ1Q1关断时，它的集电极和发射极之间电压为关断时，它的集电极和发射极之间电压为n n同理，同理，Q2Q2关断时，它的集电极和发射极之间电压为关断时，它的集电极和发射极之间电压为图5-22推挽式逆变器主电路图5-23 推挽式（PUSH-PULL）逆变器主要波形n n输出端接电阻负载时，负载电流波形和电压波形输出端接电阻负载时，负载电流波形和

67、电压波形相同；输出端接电感负载时，若电感量为相同；输出端接电感负载时，若电感量为L L，则电，则电感电流感电流i iL L波形为三角波，电流以波形为三角波，电流以V VO O/L/L斜率上升，也斜率上升，也以以V VO O/L/L斜率下降。电流最大值为斜率下降。电流最大值为 ，f fs s为逆为逆变器开关频率。变器开关频率。n n（ ）期间，）期间，Q Q1 1导通，输出电压导通，输出电压V VO O为正，为正，i iL L为正，为正，电源能量向负载传送；（电源能量向负载传送；（ ）期间，）期间， i iL L为正，为正，V VO O变负，负载向电源回馈能量，此时变负，负载向电源回馈能量，此时

68、D D2 2续流；（续流；（ ）期间，）期间，Q Q2 2导通，导通，i iL L变负，变负， V VO O为负，电源能量向为负，电源能量向负载传送；（负载传送；（ ）期间，）期间，i iL L为负，为负，V VO O为正，负载向为正，负载向电源回馈能量，此时电源回馈能量，此时D1D1续流。显然，纯电阻负载续流。显然，纯电阻负载时只有开关管中有电流流过，感性负载时开关管时只有开关管中有电流流过，感性负载时开关管和二极管中都有电流流过。和二极管中都有电流流过。n nQ Q1 1和和Q Q2 2 导通小于导通小于180180o o工作工作n n如果如果Q Q1 1和和Q Q2 2导通时间减少，则输

69、出电压为宽度小于导通时间减少，则输出电压为宽度小于180180o o的方波，若输出端接电阻负载时，负载电流的方波，若输出端接电阻负载时，负载电流波形和电压波形相同；输出端接电感负载时，若波形和电压波形相同；输出端接电感负载时，若电感量为电感量为L L，则电感电流，则电感电流i iL L波形为三角波，波形为三角波，Q1 Q1 导导通，电流上升；通，电流上升；Q1Q1关断，电感电流关断，电感电流i iL L经经D2D2续流，续流，电流以斜率下降。电流以斜率下降。D D2 2续流，使续流，使V Vinin加在加在W W1212上，在上，在W2W2绕组上，电压极性反向，如图中阴影部分所示。绕组上，电压

70、极性反向，如图中阴影部分所示。如果如果Q Q1 1和和Q Q2 2 导通时间分别大于导通时间分别大于T/4T/4，则在感性负载，则在感性负载时，输出电压时，输出电压V VO O为为180180o o的交变方波，不再受的交变方波，不再受Q Q1 1和和Q Q2 2 导通时间的影响。导通时间的影响。Ansoft仿真推挽逆变器仿真推挽逆变器180度工作方式度工作方式电阻负载，占空比50%，匝比1：1：1电阻负载，占空比20%，匝比1：1：1感性负载，占空比20%，匝比1：1：1感性负载，占空比30%，匝比1：1：12 2 2 2）推挽）推挽）推挽）推挽DC-DCDC-DCDC-DCDC-DC变换器变

71、换器变换器变换器n n图图5-245-24是推挽式是推挽式DC-DCDC-DC变换器的主电路，整流二极管变换器的主电路，整流二极管DR1DR1和和DR2DR2的左侧是逆变电路，右侧是整流、滤波电路。的左侧是逆变电路，右侧是整流、滤波电路。n n输出整流电路有三种基本类型：全波整流电路、全桥整输出整流电路有三种基本类型：全波整流电路、全桥整流电路和倍流整流电路。全波整流电路适用于输出电压流电路和倍流整流电路。全波整流电路适用于输出电压较低的场合，可以减小整流电路中的通态损耗，全桥整较低的场合，可以减小整流电路中的通态损耗，全桥整流电路适用于输出电压较高的场合，可以降低整流管的流电路适用于输出电压

72、较高的场合，可以降低整流管的电压额定值。图中为全波整流电路，电压额定值。图中为全波整流电路，L Lf f是输出滤波电感，是输出滤波电感，C Cf f是输出滤波电容。推挽直流变换器可看成是两个是输出滤波电容。推挽直流变换器可看成是两个ForwordForword变换器的组合，这两个变换器的组合，这两个ForwordForword变换器的开关管变换器的开关管轮流导通，故变压器铁芯是交变磁化的。全波整流电路轮流导通，故变压器铁芯是交变磁化的。全波整流电路变压器副边有两个绕组，他们的匝数相等，图中还接有变压器副边有两个绕组，他们的匝数相等，图中还接有续流管续流管D DFWFW，但也可不接。，但也可不接

73、。 图5-24推挽式DC-DC变换器主电路n n图图5-255-25是推挽直流变换器的主要波形。在是推挽直流变换器的主要波形。在Q Q1 1或或Q Q2 2导通期间，导通期间，变压器副边绕组中感应电势为变压器副边绕组中感应电势为v vw2w2，电压脉冲宽度决定于，电压脉冲宽度决定于Q Q1 1或或Q Q2 2的导通时间的导通时间t tonon，幅值为，幅值为 ，为一交流电。该电压经，为一交流电。该电压经整流管整成一个直流方波电压。滤波电感电流在电流连续整流管整成一个直流方波电压。滤波电感电流在电流连续时为三角波，图中给出了流过时为三角波，图中给出了流过D DR1R1、D DR2R2和和D DF

74、WFW的电流波形。的电流波形。n n设设Q Q1 1或或Q Q2 2的导通时间为的导通时间为t tonon，则，则n n电感电流连续时输出电压与输入电压之间的关系为：电感电流连续时输出电压与输入电压之间的关系为：n n可以看出，若输入是恒定的没有纹波，则输出同样也是恒可以看出，若输入是恒定的没有纹波，则输出同样也是恒定的没有纹波。对于多路输出的开关电源来说，这一点是定的没有纹波。对于多路输出的开关电源来说，这一点是特别重要的。这也是为什么把降低输出电压纹波的重点和特别重要的。这也是为什么把降低输出电压纹波的重点和精力都放在降低输入电压纹波的原因所在。精力都放在降低输入电压纹波的原因所在。图5-

75、25 推挽变换器各点主要波形 a无续流二极管 b 有续流二极管n n开关管开关管Q Q1 1和和Q Q2 2上的电压：上的电压：n n整流管整流管D DR1R1和和D DR2R2上电压为上电压为 n n续流二极管续流二极管 上的电压为：上的电压为：n n电感电流的平均值就是负载电流。由于电感电流的平均值就是负载电流。由于Q Q1 1和和Q Q2 2轮流轮流导通，故的脉动频率为开关频率的二倍，通过导通，故的脉动频率为开关频率的二倍，通过D DR1R1、D DR2R2和和D DFWFW的电流的最大值为：的电流的最大值为： n n n n因因i iDR1DR1和和i iDR2DR2就是流过变压器副边

76、绕组的电流，若就是流过变压器副边绕组的电流，若不计变压器的励磁电流，则变压器原边绕组电流不计变压器的励磁电流，则变压器原边绕组电流的最大值为：的最大值为：n n流过变压器原边的电流最大值也就是流过开关管流过变压器原边的电流最大值也就是流过开关管电流的最大值。开关管的反并二极管不流过负载电流的最大值。开关管的反并二极管不流过负载电流，仅流过铁芯磁复位时的磁化电流。电流，仅流过铁芯磁复位时的磁化电流。n n如果断开续流管如果断开续流管D DFWFW, ,该变压器的主要波形如图该变压器的主要波形如图5-5-25a25a所示。当所示。当Q Q1 1和和Q Q2 2关断时，本应流过关断时，本应流过D D

77、FWFW的电流现的电流现在改为通过在改为通过D DR1R1、D DR2R2，两者电流大小相同，这样变，两者电流大小相同，这样变压器副边绕组的合成磁势才为零。压器副边绕组的合成磁势才为零。n nQ Q1 1和和Q Q2 2的交替开关，使变压器铁芯交替磁化与去磁，完成的交替开关，使变压器铁芯交替磁化与去磁，完成电能从原边到副边的传递。由于电路不可能完全对称，例电能从原边到副边的传递。由于电路不可能完全对称，例如如Q Q1 1和和Q Q2 2导通时的通态压降可能不同，或两管的开通时间导通时的通态压降可能不同，或两管的开通时间可能不同，会在变压器原边的高频交流电压上叠加一个数可能不同，会在变压器原边的

78、高频交流电压上叠加一个数值较小的直流电压，这就是所谓的直流偏磁。由于原边绕值较小的直流电压，这就是所谓的直流偏磁。由于原边绕组电阻很小，即使是一个较小的直流偏磁电压，如果作用组电阻很小，即使是一个较小的直流偏磁电压，如果作用时间太长，也会使变压器铁芯单方向饱和，引起大的磁化时间太长，也会使变压器铁芯单方向饱和，引起大的磁化电流，导致器件损坏。电流，导致器件损坏。n n推挽式变换器存在着以下方面缺点：推挽式变换器存在着以下方面缺点：容易发生偏磁，容易发生偏磁，功率开关的耐压至少是输入电压的二倍，考虑最坏情况下功率开关的耐压至少是输入电压的二倍，考虑最坏情况下的安全设计，例如输入电压波动的安全设计

79、，例如输入电压波动10%10%；由于变压器漏感；由于变压器漏感影响在截止瞬间产生的电压尖刺一般限制在输入电压的影响在截止瞬间产生的电压尖刺一般限制在输入电压的20%20%；实际应用中电压额定值留取；实际应用中电压额定值留取20%20%的余量；则功率开的余量；则功率开关的耐压至少为关的耐压至少为 倍，在直接使用交流电网倍，在直接使用交流电网供电的情况下（供电的情况下（220/380V220/380V交流，对应直流交流，对应直流310/530V310/530V左右）左右）几乎很难找到合适的功率管。因而实际应用较少，只用在几乎很难找到合适的功率管。因而实际应用较少，只用在输入电压较低的场合。输入电压

80、较低的场合。推挽式变换器推挽式变换器ansoft仿真仿真占空比占空比30%，匝比，匝比1：1n n 占空比占空比30%，匝比，匝比1：1,偏磁偏磁占空比占空比30%，匝比，匝比1：1,无续流二极管无续流二极管3 3 3 3、半桥式、半桥式、半桥式、半桥式DC-DCDC-DCDC-DCDC-DC变换器原理及设计变换器原理及设计变换器原理及设计变换器原理及设计 n n推挽直流变换器开关管承受反向电压至少是电源推挽直流变换器开关管承受反向电压至少是电源电压的两倍，因而大多用于电源电压较低的场合。电压的两倍，因而大多用于电源电压较低的场合。半桥变换器开关管承受的反向电压为电源电压，半桥变换器开关管承受

81、的反向电压为电源电压，故可在电源电压较高的场合应用。半桥变压器是故可在电源电压较高的场合应用。半桥变压器是由半桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路由半桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路组成，因而也属于直流组成，因而也属于直流- -交流交流- -直流变换器。直流变换器。n n图图5-265-26给出了输出为全波整流电路的半桥直流变给出了输出为全波整流电路的半桥直流变换器的主电路，图换器的主电路，图5-275-27给出了各点主要波形。给出了各点主要波形。 图5-26输出为全波整流电路的半桥直流变换器的主电路图5-27输出为全波整流电路的半桥直流变换器主电路各点主要波形n n工作原理工作原理n

82、 n由两个相等的电容由两个相等的电容C1C1和和C2C2构成一个桥臂，开关构成一个桥臂，开关管管Q1Q1、Q2Q2（均含有反并联二极管）构成另一个（均含有反并联二极管）构成另一个桥臂，两个桥臂的中点桥臂，两个桥臂的中点A A、B B接高频变压器，由接高频变压器，由于电容于电容C1C1和和C2C2较大，其中点较大，其中点B B的电位保持不变，的电位保持不变，且等于且等于V Vinin/2/2。从另一个角度看，它实际上是两。从另一个角度看，它实际上是两个正激变换器的组合，每个正激变换器输入电个正激变换器的组合，每个正激变换器输入电压为压为V Vinin/2 /2 ，输出电压为，输出电压为V Vo

83、o。变压器原边绕组匝。变压器原边绕组匝数为数为W W1 1，两个副边绕组匝数相等，即，两个副边绕组匝数相等，即W W2121=W=W2222=W=W2 2，图中，图中L Llklk是变压器的漏感。是变压器的漏感。n n不考变压器虑漏感不考变压器虑漏感n n当当Q Q1 1导通时，变压器原边绕组上电压为导通时，变压器原边绕组上电压为 ，绕组感，绕组感应电势应电势“*”“*”端为端为“正正”极性，故极性，故D DR1R1导通，导通，D DR2R2反偏截止，反偏截止，输出滤波电感电流输出滤波电感电流i iLfLf增长。在增长。在t=Tt=Tonon时，时，Q1Q1关断，由于电感关断，由于电感电流不能

84、断续，电流不能断续，i iLfLf继续按原方向流动，故副边绕组继续按原方向流动，故副边绕组i is s和原和原边绕组中的电流边绕组中的电流i ip p也仍按原方向流动，也仍按原方向流动，D D2 2续流，因此极性续流，因此极性反转，反转，D DR2R2导通。由于两个输出整流二极管同时导通，将变导通。由于两个输出整流二极管同时导通，将变压器副边电压箝位为零，由变压器原理可知，变压器原边压器副边电压箝位为零，由变压器原理可知，变压器原边电压为零，这时电压为零，这时i ip p=0=0，这时，这时i is1s1=i=is2s2=i=is s/2/2，由于这时变压器，由于这时变压器原边绕阻原边绕阻W

85、W1 1中电流为零，因此中电流为零，因此D D2 2续流停止。实际上当续流停止。实际上当Q Q1 1关关断时出现负压的时间很短，因此在图中没有画出。在死区断时出现负压的时间很短，因此在图中没有画出。在死区时间时间TTonon，T Ts s/2/2内，电感电流下降，在内，电感电流下降，在Ts/2Ts/2时刻，时刻，Q2Q2导通，导通， ，变压器绕阻电势，变压器绕阻电势“非非*”*”为正，为正，ipip从零反向增长到从零反向增长到 ，二极管，二极管DR1DR1截止，截止， ， ，在，在Ts/2Ts/2，TsTs区间，区间，与上类似。与上类似。n n电感电流连续时输出电压：n nQ1 、Q2承受的反

86、向电压为输入电源电压；整流二极管承受的反向电压为 ；电感电流的平均值为负载电流Io，通过输出整流二极管的最大电流为 ， 为电感电流脉动量：n n流过功率开关管的最大电流： n n考虑变压器漏感考虑变压器漏感n n在实际应用中，变压器总是存在漏感，由于漏感在实际应用中，变压器总是存在漏感，由于漏感的存在，变换器的工作原理与不考虑漏感时有所的存在，变换器的工作原理与不考虑漏感时有所不同。图不同。图5-27b5-27b给出了半桥变换器考虑变压器漏感给出了半桥变换器考虑变压器漏感时的主要波形。时的主要波形。n nQ1Q1关断，变压器原边电流不能断续，关断，变压器原边电流不能断续，D2D2由续流，由续流

87、，此时此时 ，输出整流二极管，输出整流二极管D DR2R2导通，这时输导通，这时输出整流二极管出整流二极管DR1DR1还在导通。由于两个输出整流二还在导通。由于两个输出整流二极管同时导通，将变压器原边电压箝位为零，因极管同时导通，将变压器原边电压箝位为零，因此此 就全部加在变压器漏感上，这个电压使就全部加在变压器漏感上，这个电压使变压器原边电流线性下降，在变压器原边电流线性下降，在t t1 1时刻时刻ipip下降到零，下降到零，此时此时D2D2关断，关断，V Vabab=0=0。TTonon，t1t1区间的电压方波区间的电压方波（图中用阴影表示）是变压器原边电流减小到零（图中用阴影表示）是变压

88、器原边电流减小到零所必需的，一般称为复位电压所必需的，一般称为复位电压, ,同样同样Q Q2 2关断时也会关断时也会出现复位电压。出现复位电压。n nQ Q2 2导通，导通， ，此时变压器原边电流从零开始，此时变压器原边电流从零开始反向线性上升，由于变压器漏感限制了它的上升反向线性上升，由于变压器漏感限制了它的上升率，在率，在t2t2时刻之前，输出整流二极管时刻之前，输出整流二极管D DR1R1还没有恢还没有恢复其阻断能力，两个输出整流二极管同时导通，复其阻断能力，两个输出整流二极管同时导通，将变压器副边电压箝位为零，同时也把变压器原将变压器副边电压箝位为零，同时也把变压器原边电压箝位为零，因

89、此边电压箝位为零，因此 就全部加在变压器就全部加在变压器漏感上，这个电压使变压器原边电流线性增加，漏感上，这个电压使变压器原边电流线性增加，在在t2t2时刻输出整流二极管时刻输出整流二极管D DR1R1关断，变压器原边电关断，变压器原边电流线性增加，箝位结束。虽然在流线性增加，箝位结束。虽然在Ton/2Ton/2，t2t2这一这一区间区间 ，但变压器副边电压为零，也就是说，但变压器副边电压为零，也就是说，变压器副边丢失了变压器副边丢失了Ton/2Ton/2，t2 t2 时段的电压方波，时段的电压方波，这部分时间与这部分时间与 的比值即占空比丢失的比值即占空比丢失 。n n通过上述分析，可以看出

90、，漏感带来复位电压和通过上述分析，可以看出，漏感带来复位电压和占空比丢失两个问题。要求我们在设计电路时要占空比丢失两个问题。要求我们在设计电路时要对最大占空比进行限制，留出复位时间；占空比对最大占空比进行限制，留出复位时间；占空比丢失使有效占空比减小，为了得到所要求的输出丢失使有效占空比减小，为了得到所要求的输出电压，必须减小变压器的原副边匝比，但匝比减电压，必须减小变压器的原副边匝比，但匝比减小会带来两个问题，其一是原边开关电流峰值增小会带来两个问题，其一是原边开关电流峰值增加，通态损耗增加；其二是输出整流二极管的耐加，通态损耗增加；其二是输出整流二极管的耐压值要增加。为了减小复位电压时间和

91、占空比丢压值要增加。为了减小复位电压时间和占空比丢失，应尽量减小漏感。失，应尽量减小漏感。n n3 3）电容选取）电容选取n n电容器的值可以从已知的初级电流和工作频率来电容器的值可以从已知的初级电流和工作频率来计算。若总输出功率为计算。若总输出功率为P PO O（包括变压器损耗），（包括变压器损耗），工作频率为工作频率为f f，占空比，占空比 ，半周期为，半周期为Ts/2Ts/2，则初，则初级平均电流为级平均电流为n n当当Q1Q1导通，初级电流流入导通，初级电流流入B B点，当点，当Q2Q2导通，则从导通，则从B B点取出电流，在半个周期内由电容点取出电流，在半个周期内由电容C1C1、C2

92、C2补充电补充电荷损失。在半个周期内电容上的电压变化为：荷损失。在半个周期内电容上的电压变化为：n n在实际应用中，在实际应用中，C1=C2=CC1=C2=C，则上式可写为：，则上式可写为：n n电容上直流电压变化率与输出整流电压变化率是相同的，因此输出纹波系数为：n n为了满足输出纹波要求，C则为：n n实际应用中，一般将滤波电容和分压电容分别设置，滤波电容取几百到几千微法的电解电容，分压电容常取几个微法的无极性电容。半桥仿真半桥仿真n n4)4)半桥电路抗不平衡能力分析半桥电路抗不平衡能力分析n n半桥电路具有较强的抗偏磁能力，即在主电路不平衡条件半桥电路具有较强的抗偏磁能力，即在主电路不

93、平衡条件下仍能维持高频变压器磁通对称。在分析这个结论之前，下仍能维持高频变压器磁通对称。在分析这个结论之前，作下述假设：作下述假设：n n只研究导通和截止的稳态过程而不考虑开通和关断的瞬态只研究导通和截止的稳态过程而不考虑开通和关断的瞬态过程；过程；n n输入直流电压恒定；输入直流电压恒定；n n功率开关用理想开关和串联等效电阻功率开关用理想开关和串联等效电阻R R1 1、R R2 2表示，电阻表示，电阻R R1 1、R R2 2表示功率开关管饱和压降不同；表示功率开关管饱和压降不同；n n高频变压器用低频等效电路表示，忽略漏感和励磁电感，高频变压器用低频等效电路表示，忽略漏感和励磁电感，变压

94、器直流等效电组用变压器直流等效电组用R R0 0表示，变压器二次侧负载折合到表示，变压器二次侧负载折合到一次侧用一次侧用RLRL表示，表示， ；n n通过上述假设，图通过上述假设，图5-265-26半桥式变换器原理图可等效为图半桥式变换器原理图可等效为图5-5-28(a)28(a)。当开关。当开关Q Q1 1闭合，闭合，Q Q2 2断开时，断开时，C C2 2充电，充电，C C1 1放电，充放放电，充放电电流分别用和表示，如图电电流分别用和表示，如图5-28(b)5-28(b)所示。当开关所示。当开关Q Q1 1断开，断开，Q Q2 2闭合时，闭合时，C C1 1充电，充电，C C2 2放电，

95、充放电电流分别用和表示，放电，充放电电流分别用和表示，如图如图5-28(c)5-28(c)所示。所示。图5-28 半桥式变换器原理图等效电路n n当当Q1Q1闭合，闭合，Q2Q2断开时，设断开时，设C1C1、C2C2的初始电压为的初始电压为U U1 1(0)(0)和和U U2 2(0) (0) ，由回路电流法写出回路复变量电，由回路电流法写出回路复变量电压方程：压方程：n n解上式并拉氏反变换得：解上式并拉氏反变换得：n n高频变压器高频变压器 电压为电压为: :n n当当Q2Q2闭合，闭合，Q1Q1断开时，设断开时，设C1C1、C2C2的初始电压为的初始电压为U1(0)U1(0)和和U2(0

96、) U2(0) ，充放电电流分别用充放电电流分别用i i1 1和和i i2 2表表示示由回路电流法写出回路复变量电压方程：由回路电流法写出回路复变量电压方程：n n解上式并拉氏反变换得：解上式并拉氏反变换得：n n高频变压器高频变压器u uABAB电压为电压为: :n n在稳定工作时，开关在稳定工作时，开关Q1Q1、Q2Q2交替导通，设交替导通，设Q1Q1闭合，闭合，Q2Q2断开时点电位断开时点电位B B电位由上升到，并在电位由上升到，并在Q1Q1断开时间断开时间里保持不变；当开关里保持不变；当开关Q1Q1断开，断开，Q2Q2闭合时点电位由闭合时点电位由下降，并在下降，并在Q2Q2断开时间里保

97、持不变，显然初始条断开时间里保持不变，显然初始条件有：件有：n n解得解得 n n分别代入分别代入高频变压器uAB电压n n分别计算在开关Q1、Q2交替导通时加在变压器的伏秒积： 4 4 、全桥、全桥DC-DCDC-DC变换器原理变换器原理 n n全桥变换器原理图及波形如图所示。全桥变换器全桥变换器原理图及波形如图所示。全桥变换器中中4 4个功率管只承受电源电压，与推挽变换器相个功率管只承受电源电压，与推挽变换器相比，多用了比，多用了2 2个功率管。个功率管。n n从图可以看出，全桥变换器功率管的开关过程：从图可以看出，全桥变换器功率管的开关过程：SW1SW1、SW2SW2（或（或SW3SW3

98、、SW4SW4）同时开关，这两对管子）同时开关，这两对管子互补导通。为了防止直通现象，设置有一死区，互补导通。为了防止直通现象，设置有一死区，死区期间死区期间4 4个管子都不导通。个管子都不导通。n n输出电压：输出电压：n n全桥变换器充分利用了变压器传递能量的能力，全桥变换器充分利用了变压器传递能量的能力，是大功率是大功率DC-DCDC-DC变换器的理想电路。变换器的理想电路。n n全桥变换器也有明显的缺点，如直通问题；偏磁全桥变换器也有明显的缺点，如直通问题；偏磁问题等。问题等。图5-29 全桥变换器原理图及波形n n所谓偏磁问题是指变压器磁芯的工作磁滞回线中所谓偏磁问题是指变压器磁芯的

99、工作磁滞回线中心点偏离了坐标远点，变压器正反向脉冲过程中心点偏离了坐标远点，变压器正反向脉冲过程中磁通不对称现象。磁通不对称现象。n n造成偏磁的原因主要有功率管的饱和导通压降不造成偏磁的原因主要有功率管的饱和导通压降不一致、导通时间（功率管从关断到导通的时间）一致、导通时间（功率管从关断到导通的时间）和关断时间不一致以及加在变压器上的正负脉冲和关断时间不一致以及加在变压器上的正负脉冲电压宽度不一致等原因所造成的。电压宽度不一致等原因所造成的。n n偏磁在全桥变换器中是必然现象。偏磁发生时，偏磁在全桥变换器中是必然现象。偏磁发生时，可通过电流母线来观察，可以发现流过母线的相可通过电流母线来观察

100、，可以发现流过母线的相邻电流脉冲信号幅度不相等。也就是说流过、和、邻电流脉冲信号幅度不相等。也就是说流过、和、的电流不相等。在电路设计中，一般都假定流过、的电流不相等。在电路设计中，一般都假定流过、和、的电流相等，两组功率管分担了输出能量，和、的电流相等，两组功率管分担了输出能量，如果偏磁严重就会造成功率管的损坏。如果偏磁严重就会造成功率管的损坏。n n全桥变换器必须有抗偏磁电路，否则全桥变换器全桥变换器必须有抗偏磁电路，否则全桥变换器几乎无法可靠工作。实际应用中，常使用变压器几乎无法可靠工作。实际应用中，常使用变压器原边串联电容的方法或使用电流型原边串联电容的方法或使用电流型PWMPWM控制

101、器来减控制器来减弱偏磁危害。弱偏磁危害。返回5.4 PWM控制器原理控制器原理1 1 1 1、电压型、电压型、电压型、电压型PWMPWMPWMPWMn n电压型脉宽调制器是一个电压电压型脉宽调制器是一个电压- -脉冲变换装置，用脉冲变换装置，用锯齿波作调制信号的脉宽调制器原理图如图锯齿波作调制信号的脉宽调制器原理图如图5-305-30所示。电压所示。电压 与锯齿波调制信号比较，输出的与锯齿波调制信号比较，输出的PWMPWM开关信号为与锯齿波同频率、脉冲宽度与开关信号为与锯齿波同频率、脉冲宽度与 的大小成正比的脉宽调制信号。的大小成正比的脉宽调制信号。图5-30 脉宽调制原理图2 2 2 2、电

102、流型、电流型、电流型、电流型PWMPWMPWMPWM控制器原理控制器原理控制器原理控制器原理 电流型电流型PWMPWM控制器与传统的仅有输出电压控制器与传统的仅有输出电压反馈的电压型反馈的电压型PWMPWM控制器比较具有较多的控制器比较具有较多的优点。从电路结构上看，是增加了一个电优点。从电路结构上看，是增加了一个电感电流反馈，而且此电流反馈就作为感电流反馈，而且此电流反馈就作为PWMPWM的斜波函数，就不再需要锯齿波的斜波函数，就不再需要锯齿波( (或三角或三角波波) )发生器，更重要的是在于引入了电感发生器，更重要的是在于引入了电感电流反馈使系统的性能具有明显的优越性。电流反馈使系统的性能

103、具有明显的优越性。n n电流型电流型PWMPWM控制器常用的几种原理方案控制器常用的几种原理方案n n（1 1）恒定迟滞环宽控制：在电感中产生一个固定）恒定迟滞环宽控制：在电感中产生一个固定的电流减小量后，功率开关管被导通，如图的电流减小量后，功率开关管被导通，如图5-5-3131（a a）中由一迟滞比较器来实现，即恒定迟滞环）中由一迟滞比较器来实现，即恒定迟滞环宽控制。宽控制。n n（2 2）恒定关断时间控制：经过一个固定的时间间）恒定关断时间控制：经过一个固定的时间间隔后，功率开关管被导通，如图隔后，功率开关管被导通，如图5-315-31（b b）中由一）中由一单稳态触发器来实现，即恒定关

104、断时间控制。单稳态触发器来实现，即恒定关断时间控制。n n（3 3）恒定频率控制；有一个固定频率的时钟信号）恒定频率控制；有一个固定频率的时钟信号控制触发器从而控制功率开关管的导通，如图控制触发器从而控制功率开关管的导通，如图5-5-3131（c c）所示，即恒定频率控制。下边介绍恒定频）所示，即恒定频率控制。下边介绍恒定频率控制的电流型率控制的电流型PWMPWM控制电路工作原理。控制电路工作原理。图5-31 电流型PWM原理框图（a）恒定迟滞环宽控制（b）恒定关断电间控制（c）恒定频率控制 n n 图图5-325-32为恒定频率的电流型为恒定频率的电流型PWMPWM控制器所构成的变换器电控制

105、器所构成的变换器电路工作原理，路工作原理，R RS S为流过功率管电流的取样电阻，控制电路为流过功率管电流的取样电阻，控制电路为双环控制，具有电压外环和电流内环，峰值电流在内环。为双环控制，具有电压外环和电流内环，峰值电流在内环。电流内环的反馈电流为电感电流或开关电流。电流内环的反馈电流为电感电流或开关电流。图5-32 具有斜坡补偿的电流型控制的BUCK变换器n n假定功率开关器件和整流二极管是理想开关；产生动态过假定功率开关器件和整流二极管是理想开关；产生动态过程的扰动信号频率远低于开关频率；扰动信号的幅度比其程的扰动信号频率远低于开关频率；扰动信号的幅度比其稳态量小得多，在以上假设条件下得

106、稳态量小得多，在以上假设条件下得BUCKBUCK功率变换器主电功率变换器主电路等效电路如图路等效电路如图5-335-33所示。图中开关所示。图中开关S S接通时间受占空比接通时间受占空比D D控制。控制。图5-33 全桥功率变换电路主电路等效电路n n在电感电流连续模式下，每个周期有两个开关状在电感电流连续模式下，每个周期有两个开关状态：通态和断态，导通时间态：通态和断态，导通时间t tonon ，关断时间，关断时间t toffoff，在一个周期在一个周期T T内，其平均值分别为内，其平均值分别为 和和 ，利用小信号状态空间平均技术得：，利用小信号状态空间平均技术得：n n加干扰信号，用加干扰

107、信号，用 、 、 、 分别分别代替代替 、 、 、 忽略两个微变量乘积项，得到忽略两个微变量乘积项，得到小信号模型：小信号模型： n n写成复变量形式，带写成复变量形式，带“”符号的变量表示动态扰符号的变量表示动态扰动信号：动信号：n n对于功率级来说，是通过调节占空比对于功率级来说，是通过调节占空比D D来控制电感来控制电感电流。因此，把电流。因此，把PWMPWM功率级作为一个功能块，它有功率级作为一个功能块，它有两个输入，一个为占空比，一个是输入电压，占两个输入，一个为占空比，一个是输入电压，占空比为控制输入，控制功率级的开关动作，即控空比为控制输入，控制功率级的开关动作，即控制电感电流。

108、制电感电流。n n电感电流取样电阻和电感电流信号乘积即为电电感电流取样电阻和电感电流信号乘积即为电流取样信号，由电感电流取样信号所围成的三流取样信号，由电感电流取样信号所围成的三角形面积在周期角形面积在周期T T内平均值为三角形高度的一半，内平均值为三角形高度的一半，利用状态空间平均技术得：利用状态空间平均技术得：n n式中式中m m为补偿信号斜率。为补偿信号斜率。n n加干扰信号，忽略两个微变量乘积项，写成复加干扰信号，忽略两个微变量乘积项，写成复变量形式，得：变量形式，得：n n消去消去n n得到电流内环传递函数结构图，如图得到电流内环传递函数结构图，如图5-345-34所示。所示。 图5

109、-34 电流内环传递函数结构图n n从图从图5-385-38可见，显然极点为可见，显然极点为 ，在极点处，在极点处，反馈回路反馈回路 n n趋于无穷大，可认为环路开路；环节趋于无穷大，可认为环路开路；环节n n趋于无穷大，可认为该环节为高增益的比例环节；趋于无穷大，可认为该环节为高增益的比例环节；环节环节 n n趋于趋于0 0，该环节可等效为一小比例环节；因此在极，该环节可等效为一小比例环节；因此在极点处，电流内环为一阶系统。点处，电流内环为一阶系统。n n设电感电流的上升斜率为设电感电流的上升斜率为m m1 1，下降斜率为下降斜率为m m2 2，电压外环误差，电压外环误差放大器输出电压为放大

110、器输出电压为V Ve e，当电感，当电感电流扰动电流扰动 时，在下一周期时，在下一周期求出其扰动量求出其扰动量 ，如果，如果 小小于于 ，可以认为系统是稳定的，可以认为系统是稳定的，否则可以认为系统是不稳定的。否则可以认为系统是不稳定的。n n如图如图5-35A5-35A所示，当占空比小所示，当占空比小于于50%50%时（时（ ），可以求出：），可以求出：n n随着时间增加，随着时间增加， ，即系统，即系统稳定。稳定。图5-35 电流模式的变换器开环不稳定性n n当占空比大于当占空比大于50%50%时，如图时，如图5-35B5-35B所示（所示（ ），），随着时间增加，随着时间增加， ，系统不

111、稳定。，系统不稳定。n n如图如图5-35c)5-35c)所示，如果增加一个斜坡补偿，斜坡所示，如果增加一个斜坡补偿，斜坡的斜率为的斜率为-m,-m,显然这一补偿信号即可以加在上显然这一补偿信号即可以加在上V Ve e，也可以加在电感电流上。图也可以加在电感电流上。图5-35c5-35c中补偿信号加在中补偿信号加在V Ve e上上 。此时。此时n n由于由于m20m20m10，m0m0，要保证系统稳定，必须有，要保证系统稳定，必须有n n当占空比增大时，当占空比增大时，m1m1减小，占空比为减小，占空比为100%100%时，时，m1m1最小为零，要使最小为零，要使5-1695-169成立有成立

112、有n n对于对于BUCKBUCK电路，电路， 为一常数，由此可知斜坡为一常数，由此可知斜坡补偿信号斜率要大于电感电流下降斜率的一半。补偿信号斜率要大于电感电流下降斜率的一半。n n通过上述分析，电流控制具有快速、精确的优点，由于峰通过上述分析，电流控制具有快速、精确的优点，由于峰值电流信号参与控制，使的过载、短路保护更为有效，整值电流信号参与控制，使的过载、短路保护更为有效，整个系统的动态特性好，适用于负载或输入电压有较大变化个系统的动态特性好，适用于负载或输入电压有较大变化的情况。的情况。n n当输入电压变化或由负载变化引起输出电压变化时，都将当输入电压变化或由负载变化引起输出电压变化时，都

113、将引起电感电流变化率的改变，使功率开关的转换时刻变化，引起电感电流变化率的改变，使功率开关的转换时刻变化，从而控制了功率开关的占空比。这对输入电压的变化而言，从而控制了功率开关的占空比。这对输入电压的变化而言，实质上是起了前馈控制作用，即输入电压变化尚未导致输实质上是起了前馈控制作用，即输入电压变化尚未导致输出电压变化，就由内环产生调节作用，这种输入电压的前出电压变化，就由内环产生调节作用，这种输入电压的前馈控制作用使得只要电流脉冲达到了预定的幅值，脉宽比馈控制作用使得只要电流脉冲达到了预定的幅值，脉宽比较器不经过误差放大器就能改变输出脉宽，因此调整速度较器不经过误差放大器就能改变输出脉宽，因

114、此调整速度快。由于电流内环具有快速的响应，对于电压反馈外环，快。由于电流内环具有快速的响应，对于电压反馈外环，电流内环相当于一个受控放大器，外环的瞬态响应速度仅电流内环相当于一个受控放大器，外环的瞬态响应速度仅决定于滤波电容决定于滤波电容C C和负载性质，所以整个系统具有快速的和负载性质，所以整个系统具有快速的瞬态响应。电流内环对整个系统来说，滤波器瞬态响应。电流内环对整个系统来说，滤波器LCLC对稳定性对稳定性影响减小，二阶环节的输出滤波器影响减小，二阶环节的输出滤波器(LC)(LC)降低为一阶环节降低为一阶环节(C)(C)。也就是说，对整个系统，只有一个与滤波电容和负。也就是说，对整个系统

115、，只有一个与滤波电容和负载有关的惯性环节，使得整个系统具有高度的稳定性。载有关的惯性环节，使得整个系统具有高度的稳定性。n n从图从图5-325-32可见，电感电流的峰值可见，电感电流的峰值( (或流过功率开关的电流或流过功率开关的电流) )直接受误差放大器输出电流给定信号所控制，所以在任何直接受误差放大器输出电流给定信号所控制，所以在任何输入电压和负载的瞬态条件下，功率开关的峰值电流被控输入电压和负载的瞬态条件下，功率开关的峰值电流被控制在一定的给定值，所以对功率开关的电流具有限流能力。制在一定的给定值，所以对功率开关的电流具有限流能力。最大电流正比于限幅放大器的限幅值，改变限幅值可改变最大

116、电流正比于限幅放大器的限幅值，改变限幅值可改变所限制的最大电流，同时，由于内环可以及时地、灵敏地、所限制的最大电流，同时，由于内环可以及时地、灵敏地、准确地检测电感峰值电流或功率开关的峰值电流，自然形准确地检测电感峰值电流或功率开关的峰值电流，自然形成逐个脉冲电流检测，使功率开关在输出过载甚至短路时成逐个脉冲电流检测，使功率开关在输出过载甚至短路时得到保护，同时，也可以在设计时不必给功率开关元件留得到保护，同时，也可以在设计时不必给功率开关元件留较大的余量，使逆变器在保证可靠工作的前提下降低成本。较大的余量，使逆变器在保证可靠工作的前提下降低成本。n n由于电流型由于电流型PWMPWM功能，使系统的内环如同一个良好的受控功能，使系统的内环如同一个良好的受控电流放大器，所以能很方便地进行并联工作，而不需要外电流放大器，所以能很方便地进行并联工作，而不需要外加均流措施，只需将各变换器的输出端联结在一起，使用加均流措施，只需将各变换器的输出端联结在一起，使用其中一个误差放大器，将其输出的电流给定信号加至每个其中一个误差放大器，将其输出的电流给定信号加至每个变换器中电流内环比较器的输入端，就可实现并联，同时变换器中电流内环比较器的输入端，就可实现并联，同时电流型电流型PWMPWM控制器能够自动地解决偏磁问题。控制器能够自动地解决偏磁问题。返回