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1、第四节脉宽调制发射机中国传媒大学信息工程学院2005年8月一、概述 乙类板极调幅发射机的主要缺点是设备庞大，需要功率大、体积大、重量大的调幅变压器和调幅阻流圈，失真来源多，整机效率不高（主要是调制系统不高）。 脉宽调制（PurseDutationModulationPDM）发射机是为克服乙类板调板调机的缺点而开发的新的调制方式，从20世纪70年代起在世界范围内得到广泛应用。随着技术的不断发展，有不少脉宽调制发射机已被改造为脉冲阶梯调制（PSM）发射机，现在还在使用的脉宽调制发射机的数量越来越少。 脉宽调制发射机信号处理的基本过程是：将低电平的音频调制信号通过脉宽调制器，变为重复频率为超音频的调
2、宽脉冲序列，经过工作于开关状态的开关放大器（有高的效率）放大到所需的电平，再利用一个低通滤波器（又称解调器）把调宽脉冲序列还原为高电平的音频电压，用该幅度足够大的音频电压，最后对高频末级进行如常的板极调幅。 严格来说，脉宽调制发射机仍然属于板极调幅，它的高频系统与传统的板调发射机是相同的，不同的仅是产生高电平的音频信号的方法不是逐级电压放大与功率放大，而是逐级对调宽脉冲进行开关放大，因而有较高的效率。 脉宽调制发射机的一些特点，为一些新技术（例如浮动载波调幅、高效率单边带及梯调等）的应用创造了条件。 二、调宽脉冲的产生 脉宽调制发射机原理方块图脉宽调制（脉持头）器原理方块图 载波状态下，脉宽调
3、制器输出超音频等幅等宽的脉冲序列；在调制状态下，它输出超音频等幅调宽的脉冲序列。1、载波状态超音频正弦波发生器产生的信号，经处理变为三角波送入比较器，在载波状态三角波与送入比较器的一个大小适当的固定直流电压进行比较，比较器输出的是等幅等宽的脉冲序列，脉冲持续期与脉冲重复周期之比称为占空比或占空因数k，此时的k=KT=0.5。 该脉冲系列经过开关放大器放大，再经低通滤波器滤波（即脉冲解调器解调），得到高电平的直流电压，与该电压相对应，高频末级功率放大器电子管的板极相当于有一个板极电压EaT。与此相应，末级高频功率放大器输出等幅的高频振荡。 等宽脉冲序列2、调制状态在调制状态下，超音频三角波与送入
4、比较器的（固定直流电压+音频调制信号）进行比较，比较器输出的是等幅调宽的脉冲序列，占空因数k随着调制信号的变化规律而变化。 以正弦调制信号、m=100%为例，在调制信号的正半周，所有脉冲的占空因数k都大于KT，对应正弦调制信号的峰点，k=Kmax=1；在调制信号的负半周，所有脉冲的占空因数K都小于KT，对应正弦调制信号的谷点，k=Kmin=0；在调制信号一个周期中，平均占空因数k平=KT。 调宽脉冲序列 在调制状态，被放大的调宽脉冲，经低通滤波器解调后，得到含有直流成分的音频电压，使高末级得到直流电压EaT和音频电压u(t)=Ucost的板压，进行如常的板极调幅。 如调制信号为余弦信号，脉宽调
5、制器输出的调宽脉冲的瞬时占空因数k可用下式表示：k=KT(1+mcost)（4-1）m是调幅度，m=U/EaT 为了达到要求的载波电平和相应的边带功率，无论是载波状态还是调制状态，脉宽调制器输出的等宽或调宽脉冲序列，都必须放大到指定的电平，即寓于等宽脉冲序列中的直流成分恰好使高频末级板极输出要求的载波电压，寓于调宽脉冲序列之中的音频分量，恰好能使被调级获得100%调幅。 三、脉宽调制发射机的分类 在全世界范围内得到应用的PDM发射机，按照调制级与被调级联接方式的不同，可分为两大类。 第一类：串馈PDM发射机特点:调制级与被调级直接耦合，串联工作；要求高压整流器输出的直流电压，等于调制级与被调级
6、要求的直流高压之和，即等于普通板调时直流高压的2倍或比2倍稍多一些。串馈PDM发射机在全世界范围内得到广泛应用。 串馈PDM发射机根据调制级接地还是被调级接地，分为：（1）盖茨（gates）电路,调制级接地,多用于中波发射机中；（2）潘太尔（PANTELPDMAnodeModulationSystemTelefunken）电路,被调级接地,多用于短波发射机中。第二类：并馈PDM发射机特点:调制级与被调级并联工作，要求高压整流器输出的直流电压，与普通板调时相同。四、调宽脉冲波频谱分析与解调器设计要求1、调宽脉冲波频谱分析令载波状态的占空因数为KT，脉冲为矩形波，重复周期为T，重复频率为1/T=f
7、c，则载波状态的脉冲宽度为KTT。为简单起见，令调制信号为u(t)=cost，则双沿调制时的矩形调宽脉冲波可写为下面的形式： u(t)=KTT（1+cost）+sin(mKT)cosmct+sin(mKT+n/2)cos(mct+nt) (4-2)式中为脉宽调制系数，m和n是整数，j0和jn分别为第一类0阶和n阶贝塞尔函数。由式（4-2）可以看出：(1)频谱中含有直流分量KTT；(2)不失真的调制信号分量KTTcost；(3)脉冲序列的基波和全部谐波分量mc及边带分量n。 频谱成分中的音频分量中，仅有成分，而无其谐波，这意味着消除了传统音频放大器的非线性失真问题。 1、解调器设计要求 PDM发
8、射机中的脉冲解调器实际上是低通滤波器，它的任务就是选择出寓于调宽脉冲序列中的音频调制信号成分。 解调器应满足下列要求：（1）、对脉冲序列的基波频率成分，至少应衰减70dB以上,对边带成分mc t +n（n0） 一般也应衰减60dB以上,以免最后对射频载波调制产生边带杂波。 （2）、解调器对脉冲序列的基波频率以及边频mc t +n应有很高的输入阻抗，以防止过大的开关电流。因此，滤波器一般采用串联电感输入形式，滤波器输入端并联杂散电容越小越好。（3）、应有良好的幅频特性，对带内所有频率成分应有最小的衰减。（4）、应防止式（4-2）中的n取负值时，某些边频mc t +n进入滤波器的通带，与真正的音频
9、调制信号相混而产生失真。PDM发射机中的脉冲解调器通常选用椭圆函数型低通滤波器。五、开关频率的选择 超音频脉冲序列的重复频率通常选择在54KHz72 KHz 。 选择偏低时: 缺点:解调器滤除开关频率及其残波比较困难，甚至会使最低频率的残波落入音频带内造成失真； 优点:有利于改善矩形波前后沿引起的失真。超音频脉冲序列的重复频率选择偏高时，性能正好与上述情况相反。 要折中选择超音频脉冲序列的重复频率。选择的主要依据有：（1）、应使超音频脉冲序列的重复频率fc大于7倍调制信号的最高频率，即fc7fg,这样可保证fc-7fg频率成分超出音频带。 （2）、超音频脉冲序列的重复频率及其谐波形成的残波发射
10、同所有电台的高频载波频率，应都是零差拍关系，在中波广播中发射机的载波频率都为9KHz 的整数倍，因此超音频脉冲序列的重复频率也应为 9KHz的整数倍。 通常选择fc为54、63或72 KHz。 六、串馈阴极调制式脉宽调制级 工作原理 1、电路原理图 串馈阴极调制式脉宽调制级电路原理图 图中Ga和GM分别是被调管和调制管，GD为阻尼管；L1和C1构成简化的解调器；L2是高频阻流圈；C2是超音频与高频旁路电容；C3是隔直流电容；E0是主整电源电压，Ea和EaM分别是被调管板压与调制管板压；Ia0、IM0、ID0和I0分别是被调管、调制管、阻尼管直流板流和主整电源输出直流电流。 由L1 和C1构成的
11、低通滤波器及由L2 C2组成的高频滤波器，使被调级的高频电流和调制级的超音频电流相互隔离，所以，调制级和被调级之间只有音频与直流电压电流的联系，而不存在高频和超音频电压电流的联系。 电流之间有以下关系： I0 = IM0， Ia0 = I0 +ID0 =IM0+ ID0 、 而直流电压有以下关系：E0=Ea+EaM1、工作原理分析（1）脉冲载波状态a、脉冲电流载波状态下，调制管GM输入的脉冲电压的占空系数k=KT,在egM处于波顶的各个瞬间，电平远远超出截止偏压Eg，,调制管GM导通。由于解调器电感的存在，板流iM为顶部斜升的矩形脉冲（与eM同相）。由于Ga和GM相串联，所以，GM导通期间，i
12、a和iM的幅度均为Ia0，电流流经低通滤波器而储能。GM和GD管各电极电压与电流波形当egM处于波底的各个瞬间，调制管GM截止。此时，低通滤波器中的储能通过阻尼管GD放电（GD的阴极电位为E0，但由于GM管突然截止，L1产生一个很高的感应电压-L1diL1/dt,会高于E0，迫使GD导通）。由于电感L1的感应电压是阻止iL1变化的，可以认为从调制管GM导通过渡到GD导通的短暂时间iL1近似为常数而没有突变(由GD导通过渡到GM导通的短暂时间也可以这样认为)。所以GD导电期间的电流幅度也为Ia0。很显然，载波状态被调级的瞬时板流ia=Ia0（直流），而iM是幅度为Ia0的矩形脉冲序列，其平均分量
13、是IM0。iD也是幅度为Ia0的矩形脉冲序列（但与iM反相），平均分量为ID0。显然，Ia0=IM0+ID0、。当低通滤波器的充放电时间常数远远大于开关频率的周期时，可以认为iM和iD的波顶基本上是平顶。由于iM和iD是反相的，当iM的占空因数为k=tM/T,则iD的占空因数为kD=tD/T=（T-tM）/T=1-k,IM0=(1/T)iMdt=kIa0ID0=(1/T)iDdt=kDIa0=(1-k)Ia0。在载波状态下k=KT,Ia0=Ia0T,IM0T=KTIa0T，ID0T=(1-KT)Ia0T。当KT=0.5时，则IM0T=ID0T=0.5Ia0T。b、脉冲电压调制管GM导通时,剩余
14、板压eMmin很小,这样可以得到高的效率；GM截止时，瞬时板压最大，等于阻尼管导通时的管压降eDd与主整电源电压E0之和。理想情况下iM与eM波形图当iM的占空系数为k时，eM的占空系数为1-k。GM管的直流板压是瞬时电压eM的平均值EM。显然，Ea+EM=E0(忽略L1上的直流压降)。如果忽略eDd与eMmin，则EM=（1-k）E0,Ea=E0-EM=E0-（1-k）E0=kE0。由于在载波状态时k=KT,所以：EMT=(1-KT)E0,EaT=KTE0，当KT=0.5时，EMT=EaT=0.5E0。 上式说明：（a）、调整KT值，可使EaT变化，对应的UaT也相应变化，输出的载波功率PT
15、亦变化，这就是实现浮动载波调幅的基础；（b）、在调制的情况下，用音频信号控制k的变化，Ea就相应随音频信号变化，可实现板极调制。 在考虑eDd与eMmin以及GM管的板极到地的分布电容C0的情况下，eM波形实际上是斜梯形。 eM的实际波形(tq为前沿时间， th为后沿时间）C、脉冲载波状态下的功率与效率主整电源输出功率：P0T=E0I0T=E0IM0T被调级由主整电源得到的功率：Pa0T，=EaTI0T=EaTIM0T调制级由主整电源得到的功率：PM0T=EMTI0T=EMTIM0T 通过阻尼管转移到被调级的功率；Pa0T，=EaTID0T送入被调级的总功率为Pa0T：=Pa0T，+Pa0T，
16、=EaTIM0T+EaTID0T=EaT（IM0T+ID0T）=EaT（I0T+ID0T）=EaTIa0T。 调制级的输入功率是由电源得到的PM0T，而输出功率就是经由阻尼管送入被调级的功率Pa0T，因此，调制级的效率为：M=Pa0T，/PM0T=EaTID0T/EMTIM0T 上式表明，要提高调制级的效率，就得使EaT接近EMT，ID0T接近IM0T，这就需要减小eMmin与eDd以及矩形波前后沿时间。通常，M约为80-90%，比乙类板调高。调制级的损耗功率（包括阻尼管损耗、解调线圈损耗和调制管损耗）：PMST=PM0T-Pa0T， （2）、调制状态（a）、电压关系为便于分析，假定被调级的调
17、幅特性为线性（即包络无失真）；被调级的效率很高，eMmin与eDd可忽略不计。 在调制情况下，GM管的输入信号egM为被音频信号调宽的矩形脉冲波，重复频率为超音频。该信号的特点是，瞬时矩形脉冲电压的占空因数k的变化规律与调制信号的变化规律相对应。 在调制信号的正半周，k值变大，调制信号的正值越大，k越大，极限值为kmax=1;在调制信号的负半周，k值变小，调制信号的负值越大，k越小，极限值为kmin=0; 当调制信号等于0的瞬间（相当于载波状态），k=KT=0.5。调宽脉冲信号egM中包含音频分量ug，任一瞬时段的ug就是那个瞬时段egM的平均值。 调制状态下调制级的电压电流波形 调制状态下调
18、制级的电压电流波形 GM管的板流iM与栅极激励电压egM同相，iM的脉冲调宽情况与egM相同。但是，iM的脉冲高度也同时按照调宽的规律而调幅（其原因是为了适应负载的需要，即板调时Ia0是随调制信号变化的）。 对应于egM的k=1时刻，Ia0=2Ia0T，此时iM的脉冲高度应为2Ia0T，对应于k=0,则iM=0（宽度、幅度均为0）。iM是调宽、调幅波，在调制信号一周期中，iM的平均值（即直流分量）IM0如图中虚线所示。GM管的瞬时板压eM与iM反相（亦与egM反相），仅为调宽脉冲波，其幅度的最小值为eMmin,其最大值为E0+eDd,eM在调制信号一周期中的平均值即EM，是GM管的瞬时直流板压
19、（即eM各瞬间脉冲的直流分量），是在EMT的基础上叠加上一个音频电压-Usint。 电压有以下关系：EgM=EgMT+ug=EgMT+UgsintEM=EMT-UsintEa=E0-EM=E0-(EMT-Usint)=EaT+Usint(eM脉冲波中的开关频率及其谐波成分以及它们和音频的组合频率电压分量，经低通滤波器而被滤除，送到被调管阴极上的电压只有EM) 被调级板压与板流 （b）、各管电流关系Ia0的规律与Ea相同，Ia0=Ia0T+Ia0sintEa=kE0,EaT=KTE0,E0=EaT/KTEa=(k/KT)EaT,Ia0=(k/KT)Ia0TIM0=kIa0=k(k/KT)Ia0T
20、=(k2/KT)Ia0TID0=(1-k)Ia0=(1-k)(k/KT)Ia0T若令KT=0.5,则Ia0=2kIa0T，IM0=2k2Ia0T，ID0=2k(1-k)Ia0T Ia0、IM0、ID0与k值的关系 由图可以看出，当k=0.5(载波点)时，Ia0=Ia0T，而IM0和 ID0 相等（二曲线相交） ，都为0.5 Ia0T ；当k=1时，IM0= Ia0=2 Ia0T ，ID0= 0；当k=0时，IM0= Ia0=ID0= 0。 IM0、Ia0、ID0与调制度m的关系：Ia0=Ia0T+Ia0sint=Ia0T1+（Ia0/Ia0T）sint=Ia0T1+msint,Ia0=(k/KT)Ia0T,(k/KT)=1+msint,k=KT1+msint(k与m的关系)Ia0=(k/KT)Ia0T=1+msintIa0T也可求出用m表示的IM0和ID0。 3、失真指标的改善为了进一步改善PDM发射机的失真指标，通常采用负反馈的办法。具体做法是，从解调器中取出适量音频电压，通过RC网络反相加到脉宽调制器（脉持头）中的音频输入端，如图4-9所示。需要指出的是，由于解调器处于高电位，需要考虑分压电阻的阻值与可承受的功率问题，并要采用无感电阻。 PDM发射机（盖茨电路）的负反馈电路
