通通 信信 原原 理理 第第4章章 模拟调制系统模拟调制系统4.1 4.1 引言引言4.2 4.2 幅度调制的原理及抗噪声性能幅度调制的原理及抗噪声性能4.3 4.3 非线性调制非线性调制( (角度调制角度调制) )的原理及的原理及抗噪声性能抗噪声性能4.4 4.4 各种模拟调制系统的比较各种模拟调制系统的比较4.5 4.5 频分复用频分复用(FDM)(FDM)4.6 4.6 复合调制及多级调制的概念复合调制及多级调制的概念 4.1 4.1 引言引言一一 调制的定义调制的定义调制调制----把信号转换成适合在信道中传输的形式的一种过程按照调制信号(基带信号)的变化规律去改变载波的某些参数的过程称为载波调制载波调制二二 调制的目的调制的目的1.信号传输的需要信号传输的需要 原始信号具有较低的频谱分量，不宜直接传输，因此在发送端常需调制，而在接收端需解调—将已调信号中的调制信号恢复出来2.实现频谱的搬移、提高系统的有效性实现频谱的搬移、提高系统的有效性 把调制信号的频谱搬移到所需的位置上，从而实现信道的多路复用3.提高系统的可靠性提高系统的可靠性 提高抗干扰能力 三三 调制的分类调制的分类1.1.调制信号分调制信号分2.2.载波信号分载波信号分 3.3.复合调制复合调制4.4.多级调制多级调制模拟调制－调制信号的取值是连续的数字调制－调制信号的取值是离散的线性调制线性调制－调制后信号的频谱为调制信号频谱的平移及线性变换-AM非线性调制非线性调制－调制后信号的频谱出现了调制信号无对应线性关系的分量-FM、PM数字调制数字调制-ASK、FSK、PSK脉冲模拟调制脉冲模拟调制-PAM、PDM、PPM脉冲数字调制脉冲数字调制-PCM、DM、DPCM复合调制复合调制－对同一载波进行幅度、频率、相位中的一个以上参数调制多级调制多级调制－用同一基带信号实施两次或更多次以上的调制过程连续波调制－载波是连续波脉冲调制－载波是脉冲序列 4.2 4.2 幅度调制幅度调制( (线性调制线性调制) )的原理的原理一一 定义定义 正弦型载波的幅度随调制信号做线性变化的过程 用调制信号去控制载波的振幅，使其按调制信号的规律而变化的过程二二 幅度调制信号的表示幅度调制信号的表示调制器调制器调制信号m(t)载波s(t)=Acos(ωct+φ0)已调信号sm(t)=Am(t) cos(ωct+φ0) 三三 已调信号的表示法已调信号的表示法 设调制信号为m(t)，其频谱为M(ω)，载波为s(t)=Acosωct，则已调信号sm(t)的时域表示法：时域表示法： sm(t)=Am(t) cosωct (4.2-1)频域表示法：频域表示法：由于： A 2πAδ (ω) m(t) M(ω) cosωct π[δ (ω-ωct) + δ (ω+ωct) ]所以：Sm(ω)=1/2π1/2π{ 2πAδ(ω)*π[δ(ω-ωc)+δ(ω+ωc)] }*M(ω) ={A/2[δ(ω-ωc) +δ(ω+ωc) }*M(ω) =A/2[M(ω-ωc) + M(ω+ωc)] (4.2-2) 四四 调幅信号的特点调幅信号的特点1.波形上波形上 它的幅度随基带信号规律而变化2.频谱结构上频谱结构上 它的频谱完全是基带信号频谱结构在频域内的简单搬移(精确到常数因子) 由于这种搬移是线性的，因此幅度调制通常又称为线性调制线性调制。
线性”不是指已调信号与调制信号之间满足线性关系，因为调制过程都是非线性的变换关系 五五 幅度调制器的一般模型幅度调制器的一般模型 它由一个乘法器和一个冲激响应为h(t) 的带通滤波器组成，该模型的输出信号的时域和频域表示式如下： sm(t)=∫h(τ) m(t－－τ) cos(ωct-ωcτ) dτ = cosωct∫h(τ)m(t－－τ)cosωcτdτ + sinωct∫h(τ) m(t－－τ)sinωcτdτ (4.2-3) Sm(ω)= 1/2［［M(ω-ωc)+M(ω+ωc)］］H(ω) (4.2-4) 适当选择滤波器的特性H(ω)，便可以得到各种幅度调制信号： 调幅、双边带、单边带及残留边带信号H(ω) h(t)图图4.2-1 4.2-1 幅度调制器的一般模型幅度调制器的一般模型×h(t)m(t)sm(t)coswct 4.2.1调幅信号调幅信号(AM)-常规双边带调幅信号常规双边带调幅信号 一一 时域表示法时域表示法 调制信号：m’(t)＝A0 + m (t)、 A0＞∣m(t)∣max 载波信号：s(t)=cosωct h(t)是理想带通滤波器：h(t)=δ(t)，即(H(ω)=1) 则已调信号sAM(t)为调幅信号(AM): sAM(t) = m’(t)cosωct=[A0+m(t)]cosωct = A0cosωct +m(t)cosωct (4.2-5) 二二 频域表示法频域表示法 m (t) M(ω) h(t) H(ω)=1 Acosωct πA0［［δ(ω-ωc)+δ(ω+ωc)］］ m(t)cosωct 1/2[M(ω-ωc)+M(ω+ωc)] SAM(ω)=πA0［［δ(ω-ωc)+δ(ω+ωc)］］ +1/2[M(ω-ωc)+M(ω+ωc)] (4.2-6) 三三 频谱图频谱图下边带上边带载波 四四 说明说明1. 已调信号的频谱与调制信号的频谱在形状上一致，只是在位置上进行了搬移2. 在载频±ωc处有冲击函数，说明频谱中有载波分量3. 在载频±ωc两侧有两个边带，外侧的叫上边带，内侧的叫下边带 4. 已调信号的带宽是基带信号最高频率的2倍：BAM=2fH5. 当满足条件|m(t)|max≤A0 时，AM信号的包络与调制信号成正比，可以用包络检波的方法很容易恢复出原始的调制信号，否则，将会出现过调幅现象过调幅现象而产生包络失真包络失真。
这时不能用包络检波器进行解调，为保证无失真解调，可以采用同步检波器 五五 功率分配功率分配 AM信号在1Ω电阻上的平均功率应等于sAM(t)的均方值当m(t)为确知信号时，sAM(t)的均方值即为其平方的时间平均 通常假设调制信号没有直流分量，均值为零：m(t) = 0同时：cos2ωct = 1/2(1+cos2ωct) cos2ωct = 0 cos2ωct = 1/2Pc载波功率载波功率Ps边带功率边带功率 六六 调制效率调制效率1.定义定义 边带功率与总功率之比称为调制效率，用ηAM表示 ηAM＝Ps/PAM=Ps/(Pc+Ps) = 1/2m2(t)/[A02/2 +m2(t) /2] = m2(t)/[A02 +m2(t)]2. 计算计算 设：m(t)＝mmcosωmt，m2(t)＝mm2/2 则：ηAM = mm2/2 /[A02 + mm2/2] = mm2/[2A02 + mm2] =βAM2/（2＋βAM2） 其中：βAM＝ mm/A0称为调幅指数。
在满调幅状态下：βAM＝1，这时的ηAM ＝1/3例：已知一个例：已知一个AM广播电台输出功广播电台输出功率为率为500W，采用单频余弦进行调，采用单频余弦进行调制，调幅指数为制，调幅指数为0.707.求：求：(1)调制效率和载波功率；调制效率和载波功率； (2)如果天线用如果天线用50欧姆的负载欧姆的负载表示，求载波信号的峰值幅度表示，求载波信号的峰值幅度 解解:（（1））∵ ∵ ηAM＝＝βAM2/（（2＋＋βAM2）） ＝＝0.7072/(2+0.7072)= 0.2 ∵ ∵ ηAM＝＝Ps/PAM= Ps/(Pc+Ps) ∴ ∴ Pc=PAM-Ps=PAM(1- ηAM ) = 500(1-0.2)= 400 W (2) ∵ ∵ Pc= A02/2R ∴ ∴ A0=√2R Pc=200 W (1) AM信号的总功率包括载波功率载波功率和边带功率边带功率两部分 (2) 只有边带功率才与调制信号有关 (3) 载波分量不携带信息 (4) 即使在“满调幅”(|m(t)|max=A0 时，也称100％调制)条件下，载波分量仍占据大部分功率，而含有用信息的两个边带占有的功率较小。
因此，从功率上讲，AM信号的功率利用率比较低 ，这是极大的浪费如果抑制载波分量的传输，就变成了抑制载如果抑制载波分量的传输，就变成了抑制载波的双边带调制波的双边带调制 4.2.2 抑制载波双边带调制抑制载波双边带调制(DSB-SC)1.1.定义定义 在AM信号中，载波分量并不携带信息，信息完全由边带传送如果将载波抑制，即可得到抑制载波双边带信号，简称双边带信号(DSB)2.2.时域表示时域表示3.3.频域表示频域表示 4.4.频谱图频谱图 5. 5. 功率分配功率分配 PDSB=S2DSB(t)=m2(t)cos2ωct=m2(t)/2= Ps6. 6. 调制效率调制效率 ηDSB=17.7.调制方法调制方法m(t) SDSB(t) cosωctXX1 = m(t)+ cosωctX2 = -m(t)+ cosωctY1 = A1[m(t)+ cosωct] + A2[m(t)+ cosωct]2Y2 =A1[-m(t)+ cosωct] + A2[-m(t)+ cosωct]2Y=Y1-Y2=2A1m(t)+4A2m(t) cosωct用带通滤波器滤出用带通滤波器滤出4A2m(t) cosωct项，即可得项，即可得到抑制载波的双边带调幅信号到抑制载波的双边带调幅信号 X1 X2 平衡调制器原理框图平衡调制器原理框图∑∑非线性器件非线性器件非线性器件非线性器件Y1=A1X1+A2X12∑带通滤波器带通滤波器SDSB(t)cosωctm(t)－－m(t)Y2=A1X2+A2X22Y=Y1+Y2 8. 8. 解调方法解调方法 SDSB(t)×cosωct = m(t) cos2ωct =1/2m(t)[1+cos2ωct] =1/2m(t)+1/2m(t)cos2ωct 经过低通滤波器后 Sd(t)= km(t)SDSB(t) Sd(t) cosωctXLPF同步解调同步解调相干解调相干解调 9. 说明说明(1) 由时间波形可知，DSB信号的包络不再与调制信号的变化规律一致，因而不能采用简单的包络检波来恢复调制信号，需采用相干解调(同步检波) (2) 在调制信号m(t)的过零点处，高频载波相位有180°的突变(3) DSB信号虽然节省了载波功率，功率利用率提高了，但它的频带宽度仍是调制信号带宽的两倍，与AM信号带宽相同 (4) 由于DSB信号的上、下两个边带是完全对称的，它们都携带了调制信号的全部信息，因此仅传输其中一个边带即可，这就是单边因此仅传输其中一个边带即可，这就是单边带调制带调制 4.2.3 4.2.3 单边带调制信号单边带调制信号(SSB)(SSB)1.1.定义定义 只产生一个边带信号的调制方式叫单边带调制单边带调制 2.2.单边带信号产生方法－单边带信号产生方法－通常有滤波法和相移法 (1)(1)滤波法滤波法 让双边带信号通过一个单边带滤波器，滤除不必要的边带即得单边带信号。
其技术难点是：由于一般调制信号都具有丰富的低频成分，经调制后得到的DSB信号的上、下边带之间的间隔很窄，就要求单边带滤波器在fc附近具有陡峭的截止特性，才能有效地抑制无用的一个边带这使滤波器的设计和制作很困难甚至难以实现，在工程中采用多级调制滤波的方法 图 4.2－3 形成SSB信号的滤波特性 SSB信号的时域表示法：信号的时域表示法： 设m(t)=Amcosωmt，则：保留上边带的单边带信号: 同相分量 正交分量 = 1/2Amcosωmtcosωct - 1/2Amsinωmt sinωct = 1/2m(t)cosωct - 1/2m(t)sinωct(2) 用相移法形成单边带信号用相移法形成单边带信号m(t)的希尔伯特变换的希尔伯特变换 保留下边带的单边带信号: 同相分量 正交分量 = 1/2Amcosωmtcosωct + 1/2Amsinωmt sinωct = 1/2m(t) cosωct + 1/2m(t)sinωct 把上、下边带合并起来可以写成: ∵ ∵SDSB(ω)=1/2[M(ω-ωc)+M(ω+ωc)] SSSB(ω)=1/2[M(ω-ωc)+M(ω+ωc)]H(ω) H(ω)=1/2[sgn(ω+ωc)-sgn(ω-ωc)]∴ ∴ SSSB(ω)=1/2[M(ω-ωc)+M(ω+ωc)]1/2[sgn(ω+ωc)-sgn(ω-ωc)] =1/4[M(ω-ωc)sgn(ω+ωc)-M(ω+ωc)sgn(ω-ωc)] + 1/4[M(ω+ωc)sgn(ω+ωc)-M(ω-ωc)sgn(ω-ωc) =1/4[M(ω-ωc)+M(ω+ωc)] + 1/4[M(ω+ωc)sgn(ω+ωc)-M(ω-ωc)sgn(ω-ωc)] 1/4[M(ω-ωc)+M(ω+ωc)] 对应于对应于1/2m(t)cosωct1/4[M(ω+ωc)sgn(ω+ωc)-M(ω-ωc)sgn(ω-ωc)]对应于对应于1/2m(t)sinωctSSB信号的频域表示法信号的频域表示法符号函数符号函数 H(ω)--希尔伯特滤波器，实质上是一个宽带相移网络，它对m(t)的任意频率分量均移相－π/2 图图 4.24.2–4 4 相移法形成单边带信号原理相移法形成单边带信号原理H(ω)希尔伯特滤波器希尔伯特滤波器 说明说明(1) 相移法形成SSB信号的困难在于宽带相移网络的制作，该网络要对调制信号m(t)的所有频率分量严格相移π/2，这很难实现。
为解决这个难题，可以采用混合法混合法(也叫维弗法维弗法)(2) SSB调制方式在传输信号时，不但可节省载波发射功率，而且它所占用的频带宽度为BSSB=fH，只有AM、DSB的一半，因此，它目前已成为短波通信中的一种重要调制方式 (3) SSB信号的解调和DSB一样不能采用简单的包络检波，需采用相干解调相干解调 3.单边带信号的解调单边带信号的解调相干解调法相干解调法 SSSB(t)= m(t) cosωct±m(t)sinωct乘以同频同相的载波后得： SSSB(t)cosωct = m(t)cos2ωct±m(t)sinωctcosωct =1/2m(t)+1/2m(t)cos2ωct±1/2m(t)sin2ωct 经过低通滤波器后得： Sd(t) = 1/2m(t)SSSB(t) Sd(t) cosωctXLPF 一一 定义定义 残留边带调制是介于SSB与DSB之间的一种调制方式，除了传送一个边带之外，还保留另外一个边带的一部分。
它既克服了DSB信号占用频带宽的缺点，又解决了SSB信号实现上的难题其频谱如图 4.2-8(d)所示二二 产生产生VSB信号的方法信号的方法 通常用滤波法实现残留边带调制，其原理如图4.2-9(a)所示图中滤波器的特性必须按残留边带调制的要求来进行设计4.2.4 残留边带调制残留边带调制(VSB) 图图 4.2-8DSB、、SSB和和VSB信号的频谱信号的频谱 图图 4.2-9VSB调制和解调器模型调制和解调器模型 (a) VSB调制器模型调制器模型 (b) VSB解调器模型解调器模型 假设HVSB(ω)是残留边带滤波器的传输特性由图4.2-9(a)可知，残留边带信号的频谱为： 为了保证相干解调的输出无失真地重现调制信号M(ω)，要求: HVSB(ω+ωc)+HVSB(ω-ωc)=常数，常数，|ω|≤ωH (4.2-13) 这就是确定残留边带滤波器传输特性HVSB(ω)所必须遵循的条件满足上式的HVSB(ω)的可能形式有两种：图4.2-10(a)所示的低通滤波器形式和图4.2-10(b)所示的带通(或高通)滤波器形式 三三 残留边带滤波器的传输特性残留边带滤波器的传输特性 图图 4.2-10 4.2-10 残留边带滤波器特性残留边带滤波器特性(a) (a) 残留部分上边带的滤波器特性残留部分上边带的滤波器特性 （（b b）残留部分下边带的滤波器特性）残留部分下边带的滤波器特性 图图 4.2–11 残留边带滤波器的几何解释残留边带滤波器的几何解释结论：结论：只要残留边带滤波器的特性只要残留边带滤波器的特性HVSB(ω)在在±ωc处具处具有互补对称有互补对称(奇对称奇对称)特性，采用相干解调法解调残留边特性，采用相干解调法解调残留边带信号就能够准确地恢复所需的基带信号带信号就能够准确地恢复所需的基带信号两个阴影部分的面积相等两个阴影部分的面积相等 四四 残留边带滤波器的互补对称性残留边带滤波器的互补对称性 滤波器的衰减特性又称滚降特性滚降特性，衰减特性的曲线形状又称滚降形状滚降形状。
满足互补对称性的滚降特性可以很多，但是目前使用最多的是：直线滚降直线滚降－用于电视信号的传输余弦滚降余弦滚降－用于数据传输 4.3 4.3 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能 一一 通信系统的抗噪声性能的分析模型通信系统的抗噪声性能的分析模型 已调信号在传输的过程中主要受到加性噪声干扰，加性干扰只对接收产生影响因此调制系统的抗噪声性能可用解调器的抗噪声性能来衡量1. 1. 解调器的抗噪声性能的分析模型解调器的抗噪声性能的分析模型 解调器的抗噪声性能的分析模型如图4.3-1所示图图4.3-1 解调器抗噪声性能分析模型解调器抗噪声性能分析模型 sm(t)为已调信号，n(t)为传输过程中叠加的高斯白噪声 到达解调器输入端的信号为是sm(t)，噪声变为ni(t) 解调器输出的有用信号为mo(t)，噪声为no(t) 对于不同的调制系统，有不同形式的信号sm(t)，但解调器输入端的噪声ni(t)形式是相同的，它是由平稳高斯白噪声经过带通滤波器而得到的当带通滤波器带宽远小于其中心频率ω0时，ni(t)即为平稳高斯窄带噪声 2. 输入信噪比输入信噪比 高斯窄带噪声ni(t)可以表示为： ni(t)＝＝nc(t)cosωct-ns(t)cosωct （4.3-1）或： ni(t)＝＝V(t)cos[ωct+θ(t)] （4.3-2） ni(t) 、nc(t) 、ns(t)均具有相同的平均功率： бi= бc= бs或： ni2(t)= nc2(t)= ns2(t) （4.3-3） 如果解调器的输入噪声ni(t) 具有带宽B，则输入噪声平均功率为： Ni(t) = ni2(t)= n0B （4.3-4） n0为白噪声的单边功率谱密度 输入信噪比输入信噪比Si/Ni=输入信号平均功率输入信号平均功率/输入噪声平均功率输入噪声平均功率 ＝＝s2m(t)/ni2(t) （4.3-5） 3. 输出信噪比输出信噪比 经过解调器解调后得到的有用基带信号为m0(t)，解调器的输出噪声为 n0(t)，则解调器输出信号的平均功率S0与输出噪声平均功率N0之比即为输出信噪比输出信噪比：输出信噪比输出信噪比S0/N0=输出信号平均功率输出信号平均功率/输出噪声平均功率输出噪声平均功率 ＝＝s20(t)/n02(t) （4.3-6）4.调制制度增益调制制度增益G 为了便于衡量同类调制系统不同解调器的抗噪声性能，还可用输出信噪比和输入信噪比的比值来表示，通常称为调制制度增益调制制度增益G： G=输出信噪比输出信噪比/输入信噪比＝输入信噪比＝S0/N0/Si/Ni （4.3-7） 在分析DSB、SSB、VSB系统的抗噪声性能时，其模型中的解调器为相干解调器如图4.3-2所示。
相干解调属于线性解调，故在解调过程中，输入信号及噪声可以分别单独解调 1.DSB调制系统的性能调制系统的性能 设解调器输入信号为： sm(t)=m(t)cosωct (4.3-8) 解调器输入信号平均功率输入信号平均功率为: （4.3-9） 与相干载波cosωct相乘后得： m(t)cos2ωct= 经低通滤波器后输出信号为：m0= (4.3-10)二二 线性调制相干解调的抗噪声性能线性调制相干解调的抗噪声性能 图图4.3-2 4.3-2 线性调制相干解调的抗噪声性能分析模型线性调制相干解调的抗噪声性能分析模型 解调器输出端的平均信号功率输出端的平均信号功率为: (4.3-11)解调DSB时接收机中的带通滤波器的中心频率ω0与调制载频ωc相同，因此解调器输入端的噪声ni(t)可表示为: ni(t)=nc(t)cosωct-ns(t)sinωct (4.3-12)则输入噪声平均功率输入噪声平均功率为： Ni(t) = ni2(t)= n0B （4.3-13）它与相干载波cosωct相乘后得: ni(t) cosωct=［nc(t) cosωct-ns(t) sinωct］cosωct 经低通滤波器后， 解调器最终的输出噪声为: (4.3-14)故输出噪声平均功率输出噪声平均功率为: (4.3-15)根据式(4.3-3)和式(4.3-4) 则有： (4.3-16) 这里BPF的带宽B=2fH，为双边带信号的带宽 解调器的输入信噪比输入信噪比为： (4.3-17) 解调器的输出信噪比输出信噪比为： (4.3-18)调制制度增益调制制度增益为: (4.3-19) 可见，DSB调制系统的调制制度增益为2。
即：DSB信号的信号的解调器使信噪比改善一倍解调器使信噪比改善一倍这是因为采用同步解调，使输入噪声中的一个正交分量ns(t)被消除的缘故 单边带信号的解调方法与双边带信号相同，其区别仅在于解调器之前的带通滤波器的带宽和中心频率不同，前者的带通滤波器的带宽是后者的一半故计算单边带信号解调器输入及输出信噪比的方法也相同 单边带信号解调器的输出噪声功率输出噪声功率与输入噪声的功率输入噪声的功率可由式(4.3-14)给出即:B=fH为单边带的带通滤波器的带宽 对于单边带解调器的输入及输出信号功率，不能简单地照搬双边带时的结果这是因为单边带信号的表示式与双边带的不同 2. SSB调制系统的性能调制系统的性能 单边带信号的表示式由式(4.1-9)给出即: (4.3-20)与相干载波相乘后，再经低通滤波可得解调器输出信号: mo(t)= m(t)/4 (4.3-21)因此，输出信号平均功率输出信号平均功率: (4.3-22) 输入信号平均功率输入信号平均功率: (4.3-23) 上式化简为: (4.3-24) 于是，单边带解调器的输入信噪比为： (4.3-25)输出信噪比为: (4.3-26)因而调制制度增益为: (4.3-27) 比较式(4.3-19)与式(4.3-27)可知，GDSB=2GSSB。
这不能说明双边带系统的抗噪声性能比单边带系统好因为对比式(4.3-15)和(4.3-23)可知，双边带已调信号的平均功率是单边带信号的2倍，所以两者的输出信噪比是在不同的输入信号功率情况下得到的如果我们在相同的输入信号功率Si，相同输入噪声功率谱密度n0，相同基带信号带宽fH条件下，对这两种调制方式进行比较，可以发现它们的输出信噪比是相等的，因此两者的抗噪声性能是相同的但双边带信号所需的传输带宽是单边带的2倍 在SSB系统中，信号和噪声有相同表示形式，所以，相干解调过程中，信号和噪声的正交分量均被抑制掉，故信噪比没有改善 VSB调制系统的抗噪声性能的分析方法与上面的相似但是，由于采用的残留边带滤波器的频率特性形状不同，所以，抗噪声性能的计算是比较复杂的但是残留边带不是太大的时候，近似认为与SSB调制系统的抗噪声性能相同 3. VSB调制系统的性能调制系统的性能 AM信号可采用相干解调和包络检波相干解调时AM系统的性能分析方法与前面双边带(或单边带)的相同 1.1.原理框图原理框图 实际中AM信号的解调常用简单的包络检波法，其原理框图如图4.3-3所示三三 调幅信号包络检波的抗噪声性能调幅信号包络检波的抗噪声性能图图4.3-3 AM包络检波的抗噪声性能分析模型包络检波的抗噪声性能分析模型 输入信号输入信号sm(t) ： sm(t)＝［A0+m(t)］cosωct (4.3-28)其中A0为载波幅度，m(t)为调制信号，设m(t)的均值为0，且A0≥|m(t)|max信号平均功率信号平均功率Si： Si=s2m(t)=A02/2+m2(t) /2 (4.3-29)输入噪声输入噪声ni(t)： (4.3-30)噪声平均功率噪声平均功率Ni ：： (4.3-31)2.工作原理工作原理 输入信噪比输入信噪比: : (4.3-32)解调器输入是信号加噪声的混合波形解调器输入是信号加噪声的混合波形: : sm(t)+ni(t) =［A0+m(t)+nc(t)］cosωct+ nc(t) cosωct-ns(t)sinωct =［A0+m(t)+nc(t)cosωct-ns(t)sinωct = E(t)cos［ωct+ψ(t)］ (4.3-33) 合成包络合成包络: : (4.3-34)合成相位合成相位: : (4.3-35) 理想包络检波器的输出就是E(t)，由式(4.3-33)可知，检波输出中有用信号与噪声无法完全分开。
因此计算输出信噪比是件困难的事可以考虑两种特殊情况3.3.大信噪比情况大信噪比情况输入信号幅度远大于噪声幅度即: ［A0+m(t)］>> ni(t)= (4.3-36)因而式（4.3-34）可简化为: (4.3-37) (4.3-38)式(4.3-34)中直流分量A0被电容器阻隔，有用信号与噪声独立地分成两项，因而可分别计算出：输出信号功率：输出信号功率： (4.3-39) 输出噪声功率：输出噪声功率： (4.3-40)输出信噪比：输出信噪比： (4.3-41) GAM＝＝S0/N0/Si/Ni=2n0Bm2(t)/n0B[A02+m2(t)] ＝＝2m2(t)/[A02+m2(t)] (4.3-42) 可见AM信号的调制制度增益GAM随A0的减小而增加。
对包络检波器来说，为了不发生过调制现象，应有A0≥|m(t)|max，所以GAM总是小于1 当100%的调制(A0=|m(t)|max)且m(t)又是正弦型信号时有：代入式（4.3-42）可得: 这是AM系统的最大调制制度增益，说明解调器对输入信噪比没有改善，而是恶化了调制制度增益调制制度增益GAM 若采用同步检波法解调AM信号，则得到的调制制度增益GAM与式(4.3-42)给出的结果相同可见对于AM调制系统，在大信噪比时，采用包络检波器解调时的性能与同步检波器时的性能几乎一样但后者的调制制度增益不受信号与噪声相对幅度假设条件的限制4.4.小信噪比情况小信噪比情况 就是［A0+m(t)］« ni(t)，它的分析方法和大信号的情况相似，但是此时存在门门限限效效应应－－在在小小信信噪噪比比的的情情况况下下，，包包络络检检波波器器会会把把有有用用信信号号扰扰乱乱成成噪噪声声，，使使输输出出信信噪噪比比急急剧剧下下降降的的现现象象，开始出现门限效应时的输入信噪比称为门限值，这是由包络检波器的非线性解调作用引起的 5.5.同步检波器不存在门限效应同步检波器不存在门限效应 同步检波器的方法解调各种线性调制信号时，由于解调过程中可视为信号与噪声分别解调，故检波器输出端总是存在有用信号项，因而，同步检波器不存在门限效应结论结论 大信噪比情况下，AM信号包络检波器的性能几乎与相干解调法相同；但随着信噪比的减小，包络检波器将在一个特定输入信噪比值上出现门限效应；一旦出现门限效应，解调器的输出信噪比将急剧恶化 4.4 4.4 非线性调制非线性调制( (角度调制角度调制) )的原理的原理一一 角度调制角度调制 一个正弦载波有幅度、频率和相位三个参量，因此不仅可以实行幅度调制幅度调制，通过改变载波的幅度以实现调制信号频谱的平移及线性变换的；还可以实行频率或相位的调制，这种使高频载波的频率或相位按调制信号的规律变化而振幅保持恒定振幅保持恒定的调制方式，称为频频率调制率调制(FM)和相位调制相位调制(PM)，分别简称为调频调频和调相调相。
由于频率或相位的变化都可以看成是载波角度的变化，故调频和调相又统称为角度调制角度调制 角度调制与线性调制不同，已调信号频谱不再是原调制信号频谱的线性搬移，而是频谱的非线性变换，会产生与频谱搬移不同的新的频率成分新的频率成分，故又称为非线性调制非线性调制 由于频率和相位之间存在微分与积分的关系，故调频与调相之间存在密切的关系，即调频必调相，调相必调频调频必调相，调相必调频鉴于FM用的较多，本节主要讨论频率调制 二二 非线性调制非线性调制 一一 角度信号的一般表达式角度信号的一般表达式 任何一个正弦时间函数，如果幅度A不变，则可表示为： c(t)=A cosθ(t)θ(t)称为正弦波的瞬瞬时时相相位位(总总相相角角)，将θ(t)对时间t求导可得瞬瞬时时频频率率(角频率角频率)： (4.4-1) (4.4-2) 瞬时相位θ(t)=ωct+θ0，θ0为初相位初相位是常数，ωc为载频载频是常数。
因此，未调制的正弦波可以写成： c(t)=A cos［ωct+θ0］ 4.4.1 4.4.1 角度调制的基本概念角度调制的基本概念 在角度调制中，正弦波的频率和相位都要随时间变化，可把瞬时相位表示为θ(t)=ωct+φ(t) ，φ(t)为瞬时相位偏移瞬时相位偏移，dφ(t) /dt称为瞬瞬时频率偏移时频率偏移，因此，角度调制信号的一般表达式为： sm(t)=A cos［ωct+φ(t)］ (4.4-3)二二 相位调制相位调制 相位调制相位调制－是指瞬时相位偏移瞬时相位偏移随调制信号m(t)而线性变化的调制方式，即： φ(t)=Kpm(t) (4.3-4) 其中Kp称为移相常数移相常数(调相灵敏度调相灵敏度)是常数于是调相信号可表示为： sPM(t)=Acos［ωct+Kpm(t)］ (4.3-5) 频率调制频率调制－是指瞬时频率偏移瞬时频率偏移随调制信号m(t)而线性变化的调制方式，即： (4.4-6)其中Kf称为频偏常数频偏常数(调频灵敏度调频灵敏度)是一个常数，这时相位偏移为： (4.4-7)相应的调频信号为： (4.4-8)由式(4.4-5)和(4.4-8)还可看出，如果将调制信号先微分，而后进行调频，则得到的是调相波，这种方式叫间间接接调调相相，，如图4.4-1所示。
如果将调制信号先积分，而后进行调相，则得到的是调频波，这种方式叫间接调频间接调频，如图 4.4-2 所示三三 频率调制频率调制 图图 4.4-1 直接和间接调相直接和间接调相图图 4.4-2 直接和间接调频直接和间接调频 四四 窄带和宽带角度调制窄带和宽带角度调制 根据调制后载波瞬时相位偏移的大小，将角度调制分为宽带宽带和窄带窄带两种，通常认为由调频或调相所引起的最大瞬时相位偏移小于30°即： (调频) φ(t)=︱kPm(t) ︱≤π/6 (或0.5) (调相)时称为窄带调频窄带调频或窄带调相窄带调相，否则称为宽带调频宽带调频或宽带调相宽带调相 由于实际相位调制器的调制范围不大，所以直接调相和间接调频仅适用于相位偏移和频率偏移不大的窄带调制情况，而直接调频和间接调相常用于宽带调制情况 从以上分析可见，调频与调相并无本质区别，两者之间可相互转换，在实际应用中多采用FM波 频率调制属于非线性调制，其频谱结构非常复杂，难于表述。
但是，当最大相位偏移及相应的最大频率偏移较小时，即一般认为满足: （4.4-9）时，式(4.4-8)可以得到简化，可求出它的任意调制信号的频谱表示式这时信号占据带宽窄，属于窄带调频窄带调频(NBFM) 反之，属于宽带调频宽带调频(WBFM) 4.4.2 4.4.2 窄带调频与宽带调频窄带调频与宽带调频 1. 时域表示法时域表示法调频波的一般表示式为： (4.4-10)设A=1，有： =cosωct cos[ -sinωctsin[ 当式(4.4-9)满足时，有近似式： cos［ sin［ 一一 窄带调频窄带调频(NBFM) 式(4.4-10)可简化为： sNBFM(t)≈cosωct-2. 2. 频域表示法频域表示法利用傅氏变换公式:m(t) M(ω) cosωct π［δ(ω+ωc)+δ(ω-ωc)］ sinωct jπ［δ(ω+ωc)-δ(ω-ωc)］得窄带调频信号的频域表达式： SNBFM(ω) = π[δ(ω+ωc)+δ(ω-ωc)] + 将它与AM信号的频谱:SAM(ω)=π[δ(ω+ωc)+δ(ω-ωc)]+ ½[M(ω+ωc)+M(ω-ωc)]比较，可以看出:(1) 两者都含有一个载波和位于±ωc处的两个边带，所以它们的带宽相同，都是调制信号最高频率的两倍(2) NBFM的两个边频分别乘了因式1/(ω-ωc)和1/(ω+ωc)，由于因式是频率的函数，所以这种加权是频率加权，加权的结果引起调制信号频谱的失真。
另外，有一边频和AM反相，正负分量相位相差180º，这就是特征这就是特征3. 3. 特点特点 设调制信号： m(t)=AmcosωmtNBFM信号为： sNBFM(t)≈cosωct - ［cos(ωc+ωm)t - cos(ωc-ωm)t］AM信号为： sAM= (1 + Amcosωmt) cosωct = cosωct - Amcosωmcosωct = cosωct + Am2[cos(ωc+ωm)t+cos(ωc-ωm)t] 二二 调制信号为单频余弦的调制调制信号为单频余弦的调制 图图 4.4–3 单频调制的单频调制的AM与与NBFM频谱频谱 它们的频谱如图4.4-3所示由此而画出的矢量图如图4.4-4所示在AM中，两个边频的合成矢量与载波同相，只发生幅度变化；而在NBFM中，由于下边频为负，两个边频的合成矢量与载波则是正交相加，因而NBFM存在相位变化Δφ，当最大相位偏移满足式(4.4-9)时，幅度基本不变。
这正是两者的本质区别这正是两者的本质区别 由于NBFM信号最大相位偏移较小，占据的带宽较窄，使得调制制度的抗干扰性能强的优点不能充分发挥，因此目前仅用于抗干扰性能要求不高的短距离通信中在长距离高质量的通信系统中，如微波或卫星通信、调频立体声广播、超短波电台等多采用宽带调频 图图 4.4-4 AM与与NBFM的矢量表示的矢量表示 当不满足式(4.4-9)的窄带条件时，调频信号的时域表达式不能简化，因而给宽带调频的频谱分析带来了困难为使问题简化，先只研究单频调制的情况，然后把分析的结论推广到多频情况(1) 单频调制信号单频调制信号 m(t)=Amcosωmt=Amcos2πfmt由式(4.4-7)可得调频信号的瞬时相偏 (4.4-15)式中，AmKf为最大角频偏，记为Δωmf为调频指数，它表示为： (4.4-16) 2. 宽带调频宽带调频(WBFM) 将式(4.4-15)代入式(4.4-8)，得单频宽带调频的时域表达式： sFM (t)=Amcos［ωct + mfsinωmt］ (4.4-17)令Am=1，并利用三角公式展开上式，则有: sFM(t)=cosωctcos(mfsinωmt)-sinωctsin(mfsinωmt) (4.4-18) 将上式中的两个因子分别展成级数形式: cos(mfsinωmt)=J0(mf) + 2J2n(mf) cos2nωmt (4.4-19) sin(mf sinωmt) = 2 J2n-1(mf)sin(2n-1)ωmt (4.4-20) 式中，Jn(mf)为第一类n阶贝塞尔(Bessel)函数，它是调频指数mf的函数。
图4.4-5给出了Jn(mf)随mf变化的关系曲线，详细数据可参看Bessel函数表 (2)时域表达式时域表达式 图图 4.4-5 Jn(mf)-mf关系曲线关系曲线 将式(4.4-19)和(4.4-20)代入式(4.4-18)，并利用三角公式 cosAcosB = ½cos(A-B) + ½ cos(A+B) sinAsinB = ½ cos(A-B) - ½ cos(A+B)及Bessel函数性质:n为奇数时 J-n(mf)=-Jn(mf) n为偶数时 J-n(mf)=Jn(mf)得调频信号的级数展开式: sFM(t)=J0(mf)cosωct-J1(mf)[cos(ωc-ωm)t-cos(ωc+ωm)t] + J2(mf)[cos(ωc-2ωm)t+cos(ωc+2ωm)t] - J3(mf)[cos(ωc-3ωm)t-cos(ωc+3ωm)t]+… = Jn(mf)cos(ωc+nωm)t (4.4-21) 它的傅氏变换即得频域表达式： SFM(ω)=π Jn(mf)[δ(ω-ωc-nωm)+δ(ω+ωc+nωm)] (4.4-22)4. 4. 频谱特点频谱特点 由式(4.4-21)和(4.4-22)可见， 调频波的频谱包含无穷多个分量 当n=0时就是载波分量ωc，其幅度为J0(mf) 当n≠0 时在载频两侧对称地分布上下边频分量ωc±nωm，谱线之间的间隔为ωm，幅度为Jn(mf)，且当且当n为奇数时，上下边频极性相反；当为奇数时，上下边频极性相反；当n为为偶数时极性相同偶数时极性相同 图 4.4-6给出了某单频宽带调频波的频谱 3. 3. 频域表达式频域表达式 图图 4.4-6 调频信号的频谱调频信号的频谱(mf=5 ) 由于调频波的频谱包含无穷多个频率分量，理理论论上上调调频频波波的的频频带带宽宽度度为为无无限限宽宽。
然而实际上边频幅度Jn(mf)随着n的增大而逐渐减小，因此只要取适当的n值使边频分量小到可以忽略的程度，调调频频信信号可近似认为具有有限频谱号可近似认为具有有限频谱 根据经验认为：当mf≥1 以后，取边频数n=mf+1 即可因为n＞mf+1以上的边频幅度Jn(mf)均小于 0.1，相应产生的功率均在总功率的 2% 以下，可以忽略不计根据这个原则，调频波的带宽为： BFM=2(mf+1)fm=2(Δf+fm) (4.4-23)说明调调频频信信号号的的带带宽宽取取决决于于最最大大频频偏偏和和调调制制信信号号的的频频率率，该式称为卡森公式卡森公式5. 5. 带宽带宽 若mf＝1 时，BFM≈2fm 这就是窄带调频的带宽，与前面的分析相一致若mf≥10 时，BFM≈2Δf这是大指数宽带调频情况，说明带宽由最大频偏决定 以上讨论的是单频调频情况对于多频或其他任意信号调制的调频波的频谱分析是很复杂的根据经验把卡森公式推广，即可得到任意限带信号调制时的调频信号带宽的估算公式任意限带信号调制时的调频信号带宽的估算公式： BFM=2(D+1)fm (4.4-24)fm是调制信号的最高频率，D是最大频偏Δf与fm的比值。
实际应用中，当D＞2 时，用上式计算调频带宽更符合实际情况 1. 调频信号的产生调频信号的产生 产生调频波的方法通常有两种： 直接法和间接法 (1) 直接法直接法 直接法就是用调制信号直接控制振荡器的频率，使其按调制信号的规律线性变化 振荡频率由外部电压控制的振荡器叫做压控振荡器(VCO)每个压控振荡器自身就是一个FM调制器，因为它的振荡频率正比于输入控制电压，即: ωi(t)=ω0+Kfm(t)若用调制信号作控制信号，就能产生FM波 4.4.3 调频信号的产生与解调调频信号的产生与解调 控制VCO振荡频率的常用方法是改变振荡器谐振回路的电抗元件L或CL或C可控的元件有电抗管、变容管变容管由于电路简单，性能良好，目前在调频器中广泛使用 直接法的主要优点是在实现线性调频的要求下，可以获得较大的频偏缺点是频率稳定度不高因此往往需要采用自动频率控制系统来稳定中心频率 如图4.4-7所示的锁相环(PLL)调制器，其优点是可以获得高质量的FM或PM信号；载频稳定度很高。
但有一个显著缺点，在调制频率很低，进入PLL的误差传递函数He(s)(高通特性)的阻带之后，调制频偏(或相偏)很小 图图 4.4-7 PLL调制器调制器 工作原理工作原理 间接法是先对调制信号积分后对载波进行相位调制，从而产生窄带调频信号(NBFM)然后，利用倍频器把NBFM变换成宽带调频信号(WBFM)其原理框图如图4.4-8 所示 由式(4.4-11)可知，窄带调频信号可看成由正交分量与同相分量合成，即: sNBFM(t)=Acosωct- sinωct 因此，可采用图 4.4-9 所示的原理框图来实现窄带调频 (2) 间接法间接法 图图 4.4–8 间接调频框图间接调频框图 图图 4.4-9 窄带调频信号的产生窄带调频信号的产生 倍频器倍频器的作用是提高调频指数mf，从而获得宽带调频倍频器可以用非线性器件实现，然后用带通滤波器滤去不需要的频率分量以理想平方律器件为例，其输出-输入特性为： so(t)=as2i(t) (4.4-26)当输入信号si(t)为调频信号时有： si(t)=Acos［ωct+φ(t)］ so(t)= ½aA2｛1+cos［2ωct+2φ(t)］｝ (4.4-27)滤除直流成分后可得到一个新的调频信号，其载频和相位偏移均增为2倍，由于相位偏移增为2倍，因而调频指数也必然增为2倍 同理，经n次倍频后可使调频信号的载频和调频指数增为n倍 (3) 倍频器的实现倍频器的实现 典型的调频广播的调频发射机中首先以f1=200kHz为载频，用最高频率fm=15 kHz的调制信号产生频偏Δf1=25 Hz的窄带调频信号。
而调频广播的最终频偏Δf=75 kHz，载频fc在88~108 MHz频段内，因此需要经过的n=Δf/Δf1=75×103/25=3000 的倍频，但倍频后新的载波频率(nf1)高达600MHz，不符合fc的要求因此需要混频器进行下变频来解决这个问题 解决上述问题的典型方案如图 4.4-10所示(4) 例子例子—阿姆斯特朗法阿姆斯特朗法 图图 4.4-10Armstrong间接间接法法 其中混频器将倍频器分成两个部分，由于混频器只改变载频而不影响频偏，因此可以根据宽带调频信号的载频和最大频偏的要求适当的选择f1、f2和n1、n2，使 fc=n2(n1f1-f2) Δf=n1n2Δf1 (4.4-28) mf=n1n2△f1/fm例如，在上述方案中选择倍频次数n1=64，n2=48，混频器参考频率f2=10.9MHz，则调频发射信号的载频 fc=n2(n1f1-f2) =48×(64×200×103-10.9×106)=91.2 MHz 调频信号的最大频偏 Δf=n1n2Δf1=64×48×25=76.8 kHz调频指数 mf= 这一宽带调频信号产生方案是由阿姆斯特朗(Armstrong)于1930年提出的，因此称为Armstrong间接法间接法。
它的提出使调频技术得到很大发展 间接法的优点是频率稳定度好缺点是需要多次倍频和混频，因此电路较复杂 (1) 非相干解调非相干解调 由于调频信号的瞬时频率正比于调制信号的幅度， 因而调频信号的解调器必须能产生正比于输入频率的输出电压，也就是当输入调频信号为:sFM(t)=Acos［ωct + ］ (4.4-29)时， 解调器的输出应当为 so(t)∝Kfm(t) (4.4-30) 最简单的解调器是具有频率-电压转换特性的鉴频器图4.4-11 给出了理想鉴频特性和鉴频器的方框图理想鉴频器可看成是带微分器的包络检波器 2. 调频信号的解调调频信号的解调 图图 4.4–11 鉴频器特性与组成鉴频器特性与组成 微分器输出： sd(t)=-A［［ωc+Kfm(t)］］sin［ωct+ 这是一个幅度、频率均含调制信息的调幅调频信号，因此用包络检波器将其幅度变化取出，并滤去直流后输出： so(t)=KdKfm(t) (4.4-32)这里Kd称为鉴频器灵敏度称为鉴频器灵敏度 以上解调过程是先用微分器将幅度恒定的调频波变成调幅调频波，再用包络检波器从幅度变化中检出调制信号，这种方法又称为包络检测法也称非相干解调法。
其缺点是包络检波器对于由信道噪声和其他原因引起的幅度起伏有反应，为此在微分器前加一个限幅器和带通滤波器以便将调频波在传输过程中引起的幅度变化部分削去，变成固定幅度的调频波，带通滤波器滤除带外噪声及高次谐波分量 鉴频器的种类很多，目前还常用锁相环(PLL)鉴频器PLL是一个能够跟踪输入信号相位的闭环自动控制系统PLL最基本的原理图如图4.4-12所示它由鉴相器(PD)、环路滤波器(LF)和压控振荡器(VCO)组成 假设VCO输入控制电压为0时振荡频率调整在输入FM信号si(t)的载频上，并且与调频信号的未调载波相差π/2，即有:图图 4.4–12 PLL鉴频器鉴频器 si(t)=Acos［ωct+ =Acos［ωct+θ1(t)］ (4.4-33) sv(t)=Avsin［ωct+ KVCO为压控灵敏度为压控灵敏度 设计PLL使其工作在调制跟踪状态下，这时VCO输出信号的相位θ2(t)能够跟踪输入信号的相位θ1(t)的变化。
即：VCO输出信号sv(t)也是FM信号VCO本身就是一个调频器，它输入端的控制信号uc(t)必是调制信号m(t)，因此uc(t)即为鉴频输出 由于窄带调频信号可分解成同相分量与正交分量之和，因而可以采用线性调制中的相干解调法来进行解调，如图 4.4-13 所示 设窄带调频信号为:sNBFM(t)=A cosωct-A[ 相干载波: c(t)=-sinωct (4.4-36)则相乘器的输出为: (2) 相干解调法相干解调法 图图 4.4-13 窄带调频信号的相干解调窄带调频信号的相干解调 低通滤波器取出其低频分量: 再经微分器，得输出信号: (4.4-37) 可见，相干解调可以恢复原调制信号，与线性调制中的相干解调一样，要求本地载波与调制载波同步，否则将使解调信号失真 4.4.4 调频系统的抗噪声性调频系统的抗噪声性 调频系统抗噪声性能的分析方法和分析模型与线性调制系统相似，仍可用图4.4-1所示的模型，但其中的解调器应是调频解调器。
如图4.4-14所示图图 4.4–14 调频系统抗噪声性能分析模型调频系统抗噪声性能分析模型 首先来计算解调器的输入信噪比设输入调频信号为： sFM(t)=Acos［ωct+ 因而输入信号功率： (4.4-38) 理想带通滤波器的带宽与调频信号的带宽BFM相同，所以输入噪声功率： Ni=n0BFM (4.4-39)因此，输入信噪比： (4.4-40) 计算输出信噪比时，由于非相干解调不满足叠加性，无法分别计算信号与噪声功率，因此，也和AM信号的非相干解调一样，考虑两种极端情况，即大信噪比情况和小信噪比情况，使计算简化，以便得到一些有用的结论 1. 1. 大信噪比情况大信噪比情况 在大信噪比条件下，信号和噪声的相互作用可以忽略，这时可以把信号和噪声分开来算，经过分析，直接给出解调器的输出信噪比： (4.4-41) 为使上式具有简明的结果，考虑m(t)为单一频率余弦波时的情况，即： m(t)=cosωmt这时调频信号为: sFM(t)=Acos［ωct+mfsinωmt］ (4.4-42)式中: (4.4-43)将这些关系式代入式(4.4-41)可得: (4.4-44) 由式(4.4.40)和(4.4-44)可得解调器的制度增益: (4.4-45)又因在宽带调频时，信号带宽为: BFM=2(mf+1)fm=2(Δf+fm)所以式(4.4.4-8)可以写成: GFM=3m2f(mf+1)≈3m3f (4.4-46) 上式表明，大信噪比时宽带调频系统的制度增益与调制指数的立方成正比。
例如调频广播中常取mf=5，则制度增益GFM=450即： 加大调制指数加大调制指数mf可使调频系统的抗噪声性能迅速改善可使调频系统的抗噪声性能迅速改善 [例4.4–1] 设调频与调幅信号均为单音调制，调制信号频率为fm，调幅信号为100%调制当两者的接收功率Si相等，信道噪声功率谱密度n0相同时，比较调频系统与调幅系统的抗噪声性能 解: 调幅波的输出信噪比为:调频波的输出信噪比为:则两者输出信噪比的比值为: (4.4-47) 可见在高调频指数时，调频系统的输出信噪比远大于调幅系统例如，mf=5 时，宽带调频的So/No是调幅的112.5倍应当指出： 调频系统的这一优越性是以增加传输带宽来换取的调频系统的这一优越性是以增加传输带宽来换取的 BFM=2(mf+1)fm=(mf+1)BAM (4.4-48)当 mf»1 时: BFM≈mfBAM代入式(4.4-47)有: 这说明宽带调频输出信噪比相对于调幅的改善与它们带宽比的平方成正比。
即：对于调频系统来说，增加传输带宽就可以改善抗噪声对于调频系统来说，增加传输带宽就可以改善抗噪声性能调频方式的这种以带宽换取信噪比的特性是十分有益的，在调幅制中，由于信号带宽是固定的，无法进行带宽与信噪比的互换，这也正是在抗噪声性能方面调频系统优于调幅系统的重要原因 以上分析都是在(Si/Ni)FM足够大的条件下进行的当(Si/Ni)FM减小到一定程度时，解调器的输出中不存在单独的有用信号项，信号被噪声扰乱，因而(So/No)FM急剧下降这种情况与AM包检时相似，称之为门限效应门限效应出现门限效应时所对应的(Si/Ni)FM值被称为门限值门限值(点点)，记为，记为(Si/Ni)b 图4.4-15给出了在单频调制的不同调制指数mf下，调频解调器的输出信噪比与输入信噪比近似关系曲线由图可见：(1) mf不同，门限值不同不同，门限值不同mf越大，门限点越大，门限点(Si/Ni)b越高Si/Ni)FM＞＞(Si/Ni)b时，时，(So/No)FM与与(Si/Ni)FM呈线性关系，且呈线性关系，且mf越大，输出信越大，输出信噪比的改善越明显噪比的改善越明显 2. 小信噪比情况与门限效应小信噪比情况与门限效应 图图4.4-15 非相干解调的门限效应非相干解调的门限效应 (2) (Si/Ni)FM＜＜(Si/Ni)b时时，， (So/No)FM将将随随(Si/Ni)FM的的下下降降而而急急剧剧下下降降。
且且mf越大，越大，(So/No)FM下降得越快，甚至比下降得越快，甚至比DSB或或SSB更差更差 这表明，FM系统以带宽换取输出信噪比改善并不是无止境的随着传输带宽的增加(相当mf加大)，输入噪声功率增大，输入信噪比下降，当输入信噪比降到一定程度时就会出现门限效应，输出信噪比将急剧恶化 在空间通信等领域中，对调频接收机的门限效应十分关注，希望在接收到最小信号功率时仍能满意地工作，要求门限点向低输入信噪比方向扩展采用比鉴频器更优越的解调方法可以达到改善门限效应的要求，目前较常用的有锁相环鉴频法和调频负回授鉴频法 4.5 各种模拟调制系统的性能比较各种模拟调制系统的性能比较一、比较的条件一、比较的条件 (1) 几种模拟调制系统的接收机的输入端信号功率相等 (2) 几种模拟调制系统的接收机的输入端加性噪声都是均值为零、双边带功率谱密度为n0/2的高斯白噪声 (3) 几种模拟调制系统的基带信号m(t)都满足:(4) 调制解调系统都具有理想的特性 1. 1. 抗噪声性能比较结果抗噪声性能比较结果 假设为正弦信号，则在上述条件下，几种模拟调制系统的接收机输出端的信噪比分别为:其中，B为调制信号的带宽，AM调制为100%调制 DSB、SSB、AM及FM几种调制系统的性能比较曲线如图4.7-1所示，图中圆点表示出现门限效应时的曲线拐点。
可见在门限电平以下，曲线急剧下落；在门限电平以上，DSB-SC、SSB的信噪比优于AM约4.7dB，而FM(mf=6)的信噪比优于AM系统22dBWBFM抗噪声性能最好，DSB、SSB、VSB抗噪声性能次之，AM抗噪声性能最差NBFM和AM的性能接近 二、比较的结果二、比较的结果 图图4.5-1 各种模拟调制系统的性能曲线各种模拟调制系统的性能曲线 综合前面的分析，各种模拟调制方式的性能如表4.5-1所示(1) AM调制的优点是接收设备简单；缺点是功率利用率低，抗干扰能力差，在传输中如果载波受到信道的选择性衰落，则在包检时会出现过调失真，信号频带较宽，频带利用率不高因此AM制式用于通信质量要求不高的场合，主要用在中波和短波的调幅广播中 (2) DSB调制的优点是功率利用率高，但带宽与AM相同，接收要求同步解调，设备较复杂只用于点对点的专用通信，应用不太广泛 (3) SSB调制的优点是功率利用率和频带利用率都较高，抗干扰能力和抗选择性衰落能力均优于AM，而带宽只有AM的一半；缺点是发送和接收设备都复杂SSB制式普遍用在频带比较拥挤的场合，如短波波段的无线电广播和频分多路复用系统中2. 2. 特点与应用特点与应用 表表4.5-1 各种模拟调制方式的性能比较各种模拟调制方式的性能比较 (4) VSB调制部分抑制了发送边带，利用平缓滚降滤波器补偿了被抑制部分，性能与SSB相当。
VSB解调原则上也需同步解调，但在某些VSB系统中，附加一个足够大的载波，就可用包络检波法解调合成信号(VSB+C)，这种方式综合了AM、SSB和DSB三者的优点，使VSB对商用电视广播系统特别具有吸引力 (5) FM波的幅度恒定不变，对非线性器件不敏感，给FM带来了抗快衰落能力利用自动增益控制和带通限幅还可以消除快衰落造成的幅度变化效应这使得窄带FM对微波中继系统颇具吸引力宽带FM的抗干扰能力强，可以实现带宽与信噪比的互换，因而广泛应用于长距离高质量的通信系统中，如空间和卫星通信、调频立体声广播、超短波电台等宽带FM的缺点是频带利用率低，存在门限效应，因此在接收信号弱，干扰大的情况下宜采用窄带FM，这就是小型通信机常采用窄带调频的原因窄带FM采用相干解调时不存在门限效应 4.6 预加重与去加重技术预加重与去加重技术一一 问题的提出问题的提出 在调频广播中所传送的语音和音乐信号的大部分能量集中在低频端，然而，在调制解调器的输出端噪声功率谱密度与频率的平方成正比，因而，在信号功率谱密度最小频率范围内噪声规律谱密度却是最大，这对解调输出信噪比不利二二 解决的办法解决的办法 在发送端调制之前提升输入信号的高频分量，而在接收端解调之后作反变换，压低高频分量，使信号频谱恢复原始形状，这不仅提高了输入信噪比，而且在压低高频分量的同时，也压低了高频噪声功率，从而改善了输出信噪比 通常把发送端对输入信号高频分量的提升称为预加重预加重，解调后对高频分量的压低称为去加重去加重 3. 注意事项注意事项 预加重特性的选择原则：使调制后噪声功率谱密度具有平坦特性 预加重网络：一般采用具有微分特性微分特性的RC网络 去加重网络：其传递函数必需是预加重网络传递函数的倒数。
因此，选用具有积分特性积分特性的RC网络作为去加重网络 预加重特性的选择应注意，如果高频分量提升太大，则调频信号的发送频谱将加宽4. 应用例举应用例举 信道特性的补偿信道特性的补偿 杜比杜比(Dolby)技术技术对数与指数对数与指数 4.6 调频应用调频应用 调频信号抗干扰性能好，广泛应用于要求高质量或信道噪声大的场合，如调频广播、空间通信、移动通信、模拟微波中继等一一 调频广播调频广播1.主要技术指标主要技术指标 频率范围：88～108MHz 频道间隔：200KHz 最大频偏：75KHz 最高调制频率：15KHz 带 宽：B＝2(△f+fm)=2(75+15)=180KHz 调频指数：mf= △f/fm=75/15=5 首先采用抑制载波双边带调制将左右两个声道信号之差和左右两个声道信号之和频分复用立体声广播频率调制信号的频谱如图4.6-1所示图4.6-1 立体声广播信号的频谱 0-15kHz用于传送(L+R)信号，23-53kHz用于传送(L-R)信号L-R)信号的载波频率为38kHz，19kHz处发送一个单频信号用作立体声指示，并作为接收端提取同频同相的相干载波2. 调制方式调制方式 3. 立体声广播信号的产生立体声广播信号的产生 立体声广播信号的产生原理框图如图4.6-2所示。
立体声调频广播与普通调频广播是兼容的在普通调频广播中只发送0-15kHz的(L+R)信号 图图4.6-2 立体声广播信号的产生立体声广播信号的产生 4. 立体声广播信号的解调立体声广播信号的解调图图4.6-3 立体声广播信号的解调立体声广播信号的解调立体声广播接收端的部分原理框图如图4.6-3所示 二 电视伴音1.主要技术指标主要技术指标 最大频偏：25KHz 最高调制频率：15KHz 带 宽：B＝2(△f+fm)=2(25+15)=80KHz 调频指数：mf= △f/fm=25/15=5/32.调制方式调制方式 由于图像信号频带很宽，而且具有很丰富的低频分量，因而难以采用单边带调制，而是采用残留边带调制，并插入很强的载波这样可以用包络检波的方法来接收图像信号，使电视接收机简化 3. 黑白电视信号的频谱黑白电视信号的频谱 我国黑白电视信号的频谱如图4.6-4所示采用残留边带调制的图像信号和采用频率调制的伴音信号，以频分复用的方式合成一个总的信号伴音载频和图像载频相差6.5MHz，信号总频宽为8MHz残留边带信号在载频附近的互补对称特性是在接收端形成的，接收机中放的理想频率响应为一斜切特性，如图4.6-4所示图图4.6-4 黑白电视信号的频谱黑白电视信号的频谱 4. 彩色电视信号的频谱彩色电视信号的频谱 彩色电视中的彩色是由红、蓝、绿三原色构成的。
为了能够在接收端分出这三种颜色，重现彩色，同时考虑到与黑白电视的兼容，因而在彩色电视信号中除了传送由这三色线性组合得到的亮度信号亮度信号(黑白电视信号)之外，还需要传送两路色差信号两路色差信号，一路是红色与亮度之差，另一路是蓝色与亮度之差在我国彩色电视所采用的逐行倒相制(PAL制)中，这两路色差信号用4.43361875MHz彩色副载波进行正交正交的抑制载波双边带调制的抑制载波双边带调制，即采用相同频率而相位差90°的两个载波分别进行抑制载波双边带调制其频谱如图4.6-5所示为了克服传输过程中相位失真对色调的影响，在PAL制中红色与亮度这一路色差信号在调制时每隔一个扫描行将副载波倒相一次，这就是逐行倒相逐行倒相制名称的由来 图图4.6-5 彩色电彩色电视信号的频谱视信号的频谱 三三 频分复用频分复用(FDM)1. 复用技术复用技术 将若干个彼此独立的信号合并为可在同一信道上传输的复合信号的技术2. 复用方式复用方式频分复用频分复用(FDM)－按频率区分信号的方法，－按频率区分信号的方法，利用不同的载波频率使不同的信号在同一信道同时传送时分复用时分复用(TDM)－按时间区分信号的方法，－按时间区分信号的方法，利用不同的时隙使不同的信号在同一信道同时传送码分复用码分复用(CDM)－－是利用各路信号的代码相互正交而实现在同一信道同时传送空分复用空分复用(SDM)－－按空间(线对)区分信号的方法，利用不同的线对传送不同的信号波分复用波分复用(WDM)－－是频分复用的一种，应用于光纤通信，认为波分复用是＂粗分＂，而频分复用是＂细分＂ 3. 频分复用原理频分复用原理 图图4.6-6 频分复用原理频分复用原理 4. 频分复用的特点频分复用的特点(1)频分多路复用系统的优点频分多路复用系统的优点 信道复用率高，分路方便，是目前模拟通信中常采用的一种复用方式，特别是在有线和微波通信系统中应用十分广泛 (2)频分多路复用中的主要问题频分多路复用中的主要问题 各路信号之间的相互干扰，即串扰。
引起串扰的主要原因是滤波器特性不够理想和信道中的非线性特性造成的已调信号频谱的展宽调制非线性所造成的串扰可以部分地由发送带通滤波器消除，但信道传输中非线性所造成的串扰则无法消除因而在频分多路复用系统中对系统线性的要求很高合理选择载波频率，并在各路已调信号频谱之间留有一定的保护间隔，也是减小串扰的有效措施 5. 频分复用的应用频分复用的应用(1)载波系统载波系统 在多路载波中采用单边带调制频分复用，主要是为了最大限度地节省传输频带每路信号限带于300-3400Hz，单边带调制后其带宽与调制信号相同为了在邻路已调信号间留有保护频带(fg=900Hz)，以便滤波器有可实现的过渡带，通常每路话音信号取4kHz作为标准频带 为了大容量载波在传输中合群、分群的方便，现已形成一套标准的等级，如表4-2所示 表表4-2 多路载波分群等级多路载波分群等级分群等级容量（路数）带宽(KHz)基本频带(KHz)前 群312基 群124860~108超 群60＝5×12240312~552基本主群300=5×601200812~2044基本超主群900=3×30036008516~1238812MHz系统2700=3×90018.8MHz60MHz系统10800=12×90043.2MHz 基群由12路话音信号组成，频分多路复用后的已调信号的频谱如图4.6-7所示。
各种等级群路信号的基本频带并不是在实际信道中传输的频带，在送入信道前常常还要进行一次频谱搬移图图 4.6-7 频分多路复用基群信号频谱图频分多路复用基群信号频谱图 四四 频分多址频分多址(FDMA)1. 多址技术多址技术 多址技术是无线通信的关键技术之一，甚至是移动通信换代的一个重要标志通信(子)网中的登记用户数常常远大于同一时刻实际请求服务的用户数因此，多址技术多址技术就是要使众多的客户共用公共通信信道所采用的一种技术 在卫星天线波束覆盖区域内的任何地球站都可以进行双边或多边通信；在移动通信基站天线波束覆盖内的任意两个用户可以互相交换信息这种功能称为多址连接多址连接或多址通信多址通信方式 和多址方式密切相关的使信道分配问题在信道分配技术中，“信道”一词在不同场合有不同意义在FDMA中信道指的是各站点占有的频段，在TDMA中却指的是各站点占用的时隙，而CDMA中指的是各站点使用的正交码组 2. 多址方式多址方式 频分多址频分多址(FDMA) 时分多址时分多址(TDMA) 码分多址码分多址(CDMA) 空分多址空分多址(SDMA) 波分多址波分多址(WDMA) 扩频多址扩频多址（（SSMA）） 分组无线电（分组无线电（PR）） 随机多址（随机多址（RA）） 3. 频分多址频分多址(FDMA)(1)定义定义 根据载波频率的不同来区分地址的多址连接方式(2)应用应用 在传统的无线电广播中，均采用频分多址(FDMA)方式，每个广播信道都有一个频点，如果你要收听某一广播信道，则必须把你的收音机调谐到这一频点上 第一代移动通信模拟蜂窝移动系统采用了此技术，某一小区中的某一客户呼叫占用了一个频点，即一个信道(实际上是占用两个，因为是双向连接，即双工通信)，则其它呼叫就不能再占用 卫星通信中广泛应用 (3) 卫星通信中的应用卫星通信中的应用 设有四个地球站A、B、C、D其上行频率分别为fA、fB、fC、fD下行频率分别为f’A、f’B、f’C、f’D，地球站只能接收下行频率，各地球站根据接收到的下行频率就可以判别是哪个地球站发射的信号。
但是，从B站发出的信号有给A、C、D站的， 那么A、C、D站如何取出B站发给自己的信号？根据B站发射的某一载波所包含的信号路数，常有两种处理方式：群路单载波方式群路单载波方式(MCPC) B站先将要发送给其它站的信号复接在一起，构成基带信号，再去调制该地球站上行载波信号(主载波)其它地球站的接收机解调B站的这个基带信号并选出给本站的信号 常用的系统有FDM/FM/FDMA/PA和PCM(或ADPCM)/TDM/PSK(或QPSK)/FDMA两种体制 应用于大、中容量卫星通信系统PA(PAMA)固定分配信道固定分配信道 CVSD连续可变斜率增量调制连续可变斜率增量调制 单路单载波方式单路单载波方式(SCPC) 一个载波上只传送一个话路或相当于一路话的数据，采用“话音激活”(也称“话音开关”)技术，即不讲话时关闭所用载波，有话音时才发射信号 常用的通信体制有： CVSD/SCPC/BPSK/FDMA/PA PCM/SCPC/QPSK/FDMA/PA PCM/SCPC/QPSK/FDMA/DA 应用于小容量的卫星通信系统和移动通信系统DA(DAMA)按需分配信道按需分配信道 (4)特点特点优点：优点： FDMA系统中的码间干扰小，几乎无需均衡；用于同步控制等的系统开销小；分配了信道的基站和移动台可以同时进行连续的信号发射缺点：缺点： 每个FDMA信道每次只能承载一路业务信息，在信道空闲时也不能被其他用户共享，频谱利用率较低，系统容量较小；FDMA信道的带宽窄(30kHz)，限制了系统业务的进一步拓展；FDMA系统中的基站需要采用带通滤波器以消除寄生辐射的影响，在移动台则需要使用双工器以支持收发器的同时工作，从而增加了基站与移动台的成本 4．时分多址．时分多址(TDMA)(1)定义定义 根据时隙的不同来区分地址的多址连接方式(2)应用应用 时分多址(TDMA)在第二代移动通信系统中得到了广泛应用，如GSM、NADC和PACS等；此外在不少新建的卫星通信系统中也采用NADC北美数字蜂窝北美数字蜂窝GSM全球移动通信系统全球移动通信系统JDC日本数字蜂窝PACS(picture archiving and communication systems)医学影像存档与通讯系统医学影像存档与通讯系统 (3) 特点特点优点：优点： TDMA系统中的各用户仅在所分配的时隙工作，可以共享频带资源，因此频谱利用率高，系统容量较大；同样是由于用户工作的非连续性，所以电源效率高；TDMA系统的发射和接收均在不同的时隙，所以无须双工器；而且TDMA系统还可以根据用户需求灵活地进行时隙分配缺点缺点: TDMA系统的缺陷是由于发射速率较高，为了消除码间干扰的影响需要采用自适应均衡；此外就是用于同步控制等的系统开销较大 5．空分多址．空分多址(SDMA) 空分多址(SDMA)是一种新发展的多址技术，在由中国提出的第三代移动通信标准TD－SCDMA中就应用了SDMA技术；此外在卫星通信中也有人提出应用SDMA SDMA实现的核心技术是智能天线，理想情况下它要求天线给每个用户分配一个点波束；根据用户的空间位置就可以区分每个用户的无线信号，即：处于不同位置的用户可以在同一时间使用同一频率和同一码型而不会相互干扰。
SDMA通常都不是独立使用的，而是与其他多址方式如FDMA、TDMA和CDMA等结合使用；即：对于处于同一波束内的不同用户再用这些多址方式加以区分 可以提高天线增益，使得功率控制更加合理有效 显著地提升系统容量 可以削弱来自外界的干扰 可以降低对其他电子系统的干扰 SDMA实现的关键是智能天线，这也正是当前应用SDMA的难点特别是对于移动用户，由于移动无线信道的复杂性，使得智能天线中关于多用户信号的动态捕获、识别与跟踪以及信道的辨识等算法极为复杂，从而对DSP(数字信号处理)提出了极高的要求，对于当前的技术水平这还是个严峻的挑战所以，虽然人们对于智能天线的研究已经取得了不少鼓舞人心的进展，但仍然由于存在一些在目前尚难以克服的问题而未得到广泛应用但由于SDMA的诸多诱人之处，SDMA的推广是必然的 SDMA的优点：的优点： 5．扩频多址(SSMA)/码分多址(CDMA) 扩频多址扩频多址(SSMA)系统的特点之一是扩频，即：用于传输信息的信号带宽远大于信息带宽；特点之二是在扩频的实现上，不论通过什么途径扩频，但基本都是用一组优选的扩频码进行控制，所以扩频多址也称为码分多址码分多址(CDMA)。
或者说，CDMA是在信号的扩展维——编码维上对无线信号空间进行划分顾名思义，码分多址就是给每个用户分配一个唯一的扩频码扩频码(或称称地址码地址码)，通过该扩频码的不同来识别用户 对于扩频码的选择要求比较苛刻：要求正交性正交性，但实际中通常是准正交性，即自相关性很强，而互相关性很弱；出于系统容量的考虑，对于特定长度的地址码集还要求其能够提供足够多的地址码足够多的地址码；在统计特性上要求地址码类似白噪声以增强隐蔽性隐蔽性；为了提高处理增益应选择周期足够长周期足够长的地址码；而为了便于实现应选择产生与捕获容易和同产生与捕获容易和同步建立时间较短的地址码步建立时间较短的地址码通常选择的是各种伪随机(PN)码 (1) 直接序列码分多址直接序列码分多址(DS－－CDMA) 这是常的一种扩频多址方式DS－CDMA在第二代移动通信中已经得到了成功应用；而且它还是第三代移动通信的核心技术，在IMT－2000的众多标准中，大部分都采用了DS－CDMA此外，在军事通信和卫星通信中，DS－CDMA也都受到了青睐 DS－CDMA是通过将携带信息的窄带信号与高速地址码信号相乘而获得的宽带扩频信号。
收端需要用与发端同步的相同地址码信号去控制输入变频器的载频相位即可实现解扩根据Shannon定理： C=Blg(1+S/N) 在所需的最高信息传输速率C不变的条件下，通过应用地址码展宽信号带宽B，就可以在信噪比S/N很低的条件下实现可靠通信DS－CDMA正是这一思想的应用 通过DS扩频，将信号功率谱在一个很宽的频谱上进行了“平均平均”；即在背景噪声不变的情况下，信噪比S/N变得很低，好像是将信号在噪声中“隐藏”了起来，因此DS－CDMA系统具有抗窄带干扰、抗多径衰落和保密性好的优点；许多用户可以共享频率共享频率资源，无须复杂的频率分配和管理；具有“软容量软容量”特性，即在一定限度内的用户数增加，只会使得信噪比下降，而不会终止通信，也就是说DS－CDMA没有绝对的容量限制；具有“小区呼吸功能小区呼吸功能”，，即小区负荷量可以动态控制，相邻小区可通过覆盖范围的互动来重新分担负荷 DS－CDMA也存在一些问题，如多址干扰多址干扰问题，通信过程中不同用户的发射信号会相互干扰，这是由于不同地址码之间的非完全正交性而造成的，还需通过对地址码选择的进一步研究来解决。
此外，在DS－CDMA系统中还存在“远近效应远近效应”，就是说离基站近的强信号用户会对远离基站的弱信号用户的通信形成干扰，现阶段人们已通过在移动通信系统中引入“自动功率控制”技术削弱了远近效应的影响 (2) 跳频码分多址跳频码分多址(FH－－CDMA) 跳频码分多址(FH－CDMA)在军事抗干扰通信中是一种常见的通信方式FH－CDMA的基本原理基本原理是优选一组正交跳频码(地址码/扩频码)，为每个用户分配一个唯一的跳频码，并用该跳频码控制信号载频在一组分布较宽的跳频集中进行跳变可以将FH－CDMA看作是一种由跳频码控制的多进制频移键控(MFSK)当然从每一时隙来看也可以将其视为一种FDMA；但与普通FDMA的最大不同是，FH－CDMA的频率分配是由一组相互正交的具有伪随机特性的跳频码来控制实现的，所以仍然将其归属于码分多址，同时它又是一种扩频多址因为，虽然单独从每一跳变时隙的内部来看，FH－CDMA是一个窄带系统，但从一个较长时间的整体效应来看，FH－CDMA就是一个宽带扩频系统从抗干扰的角度来区分FH－CDMA与上述的DS－CDMA，FH－CDMA就是一种依靠跳频码控制的快速“躲避式”抗干扰技术 (3) 跳时码分多址跳时码分多址(TH－－CDMA) 跳时码分多址(TH－CDMA)主要是用在军事抗干扰通信领域。
与FH－CDMA不同的是，TH－CDMA用一组正交跳时码控制各个用户的通信信号在一帧时间内的不同位置进行伪随机跳变；所以，TH－CDMA可以看作是一种由伪随机码控制的多进制脉位调制一种由伪随机码控制的多进制脉位调制(MPPM)显然TH－CDMA是一种码分多址；同时由于信号在时域的压缩意味着信号在频域的扩展，所以TH－CDMA也是一种扩频多址为了进一步提高抗干扰性能，TH－CDMA通常都是与其他扩频技术如跳频混合使用 (4) 混合码分多址混合码分多址(HCDMA) 混合码分多址(HCDMA)是指码分多址之间或是码分多址与其他多址方式之间混合使用的多址方式，以达到克服单一多址方式使用的弱点，而获得优势互补的效果组合的具体方式多种多样，如在码分多址方式之间的常用组合形式有：跳频与跳时相结合的FH/TH－CDMA、跳频与直接序列相结合的FH/DS－CDMA、跳时与直接序列相结合的TH/DS－CDMA；而码分多址与其他多址方式的组合形式有：FDMA与DS－CDMA相结合的FD/DS－CDMA、TDMA与DS－CDMA相结合的TD/DS－CDMA以及TDMA与FH－CDMA相结合的TD/FH－CDMA等 6．分组无线电．分组无线电(PR)/随机多址随机多址(RA) 分组无线电分组无线电(PR)是基于数据通信的思想，将需要传送的信息进行分组打包，所有用户在需要接入信道的随机时刻，将数据包发送出去；而当有多个用户同时进行信息发送时就会产生碰撞，PR系统具有有效的碰撞检测机制让碰撞用户重发直至通信成功。
当前移动通信中的GPRS商用网络就是PR的成功应用，有人称之为移动通信的第2.5代作为PR的一种具体实现，ALOHA协议早在1973年就被用于卫星通信PR网络是AdHoc无线网络的前身由于各用户需要发送信息而接入信道的时刻是随机的，所以这种多址方式又被称为随机多址随机多址(RA)也有文献将多址方式RA看作是一种将可用信道切割之后如何分配给用户的一种信道分配方式，这样它就属于信道的一种随机分配方式 根据PR的原理，PR解决通信资源共享的方法是在多个用户之间引入简单的竞争与裁决机制此外，PR中用户的随机接入与竞争行为必然是在信号空间的特定维上进行的；而且从PR的发展来看，这种竞争行为还可能发生在多维的信号子空间之中为了适应PR的竞争与裁决机制，人们已经制定了多种协议，其中最早也是用得最多的便是各种形式的ALOHA协议但需要说明的是，PR协议的选择要考虑具体的业务模型和网络业务量的大小，还没有一种协议总是最佳的 (1) 纯纯ALOHA(P－－ALOHA) 纯ALOHA(P－ALOHA)协议就是对于用户竞争发射的时间没有任何限制，用户在需要发射的任何时间即刻发射，然后等待反馈回来的碰撞检测信号，如果碰撞发生就再等候一个随机的时间进行重发(2) 时隙时隙ALOHA(S－－ALOHA) 与P－ALOHA相比，时隙ALOHA(S－ALOHA)主要的改进是将时间轴以时隙为单位进行划分，要求用户发信的时刻必须是某个任意时隙的开始。
显然，时隙的划分就要求S－ALOHA系统必须要解决一个时钟同步问题S－ALOHA避免了在P－ALOHA协议下不同用户数据分组之间可能发生的部分碰撞问题，它实际是在传输延迟与吞吐量之间的一种折中 (3)载波检测多址载波检测多址(CSMA) 载波检测多址(CSMA)是对ALOHA协议的进一步改进CSMA要求用户在发射信息之前先侦听一下信道是否空闲(是否有载波)，若忙则还需根据协议的具体规定进行等待CSMA又有如下的一些演变形式：● 1－持续－持续CSMA：用户在发射前侦听信道，若信道空闲则以概率1发送；若信道忙则持续侦听等待直到信道空闲● 非持续非持续CSMA：与1－持续CSMA不同的是，用户在侦听到信道忙时将不再继续侦听信道，而是等待一个随机长的时间后重复上述侦听过程，直到信道空闲再发射 ● p－持续－持续CSMA：该协议用于时隙信道用户若侦听到信道空闲，则以概率p在第一个可用时隙内发送信息，而以概率1－p在下一个时隙内发送● 具有碰撞检测的具有碰撞检测的CSMA(CSMA/CD)：这是对CSMA的又一改进，若多个用户在侦听到信道空闲后同时发射，它们就会检测到碰撞并随即终止发射，在等待一个随机时间后再次尝试● 数据检测多址数据检测多址(DSMA)：这是CSMA的一种特例，用户可以在前向信道中检测是否有其他用户占用信道，若信道空闲则可以进行信息的发送 (4)ALOHA协议的其他扩展形式协议的其他扩展形式●预留预留ALOHA(R－－ALOHA)：预留ALOHA(R－ALOHA)是在S－ALOHA的基础上，对时隙赋予了优先级，而且能够为特定的用户永久预留或是按请求预留用于发射的时隙 ●时频多址时频多址(FTMA)：：时频多址(FTMA)是在S－ALOHA的基础上发展而来的；但与其不同的是，FTMA将各个用户原先只在一维时间轴上的竞争发射引入到时频二维。
FTMA在将时间轴划分为时隙的同时也将可用的频带划分为“频槽频槽”，二者的组合就是“时频槽时频槽”每个用户的信息发送总是在某个“时频槽”上进行的，多个用户便形成了在二维时频槽上的竞争发射；只有在同一时频槽上的不同用户发射才会发生碰撞FTMA协议的主要应用是VAST网络 ● 分组预留多址分组预留多址(PRMA)：分组预留多址(PRMA)与R－ALOHA类似，它可以让每一个TDMA时隙传输语音或数据，其中语音优先为了提高系统效率，PRMA应用语音激活检测技术(VAD)，以充分利用语音的非连续性● 扩频扩频ALOHA：：扩频ALOHA是在P－ALOHA或S－ALOHA协议的基础上，将每个用户的信号在频域进行扩展扩频方法与DS－CDMA类似，采用高速的扩频码，所以单从单个信息包的发送信号形式看扩频ALOHA类似于DS－CDMA；但扩频ALOHA的最大不同是所有用户均使用相同的扩频码，它的扩频码不再具有地址码的功能扩频ALOHA具有较好的抗碰撞和抗干扰性能，可以降低信道的平均功率扩频ALOHA的应用领域有VAST网、PCN和LAN等 4. 多址技术与调制技术的融合多址技术与调制技术的融合 CDMA(DS-CDMA直接序列码分多址)是第三代移动通信的核心技术之一，而OFDM(正交频分复用)则被认为是第四代移动通信的核心技术。
OFDM源于多载波调制(MCM)技术，是MCM的一种，但与其不同的是OFDM要求用于调制的多路载波相互正交正是由于子载波之间的正交性，OFDM允许各子信道的频谱相互交叠而不致相互干扰；这一点也是与传统FDMA极为不同的地方显然，OFDM的频谱利用率较高，抗衰落和抗码间干扰能力强 OFDM被认为是适应于以多媒体业务为中心的未来移动通信对无线环境中宽带、高速数据传输需求的理想调制技术OFDM已经被广泛应用于ADSL、VDSL、IEEE 802.11a、无线城域网标准IEEE 802.16和802.16a中 OFDM与多址技术的融合往往可以起到优势互补的作用，是未来移动通信技术应用的方向 具体的融合方案有多种，比较多的是OFDM与DS-CDMA的融合，而这又有三种： MC-CDMA、MC-DS-CDMA和MT-CDMA 此外还有FH－OFDM(慢跳频与OFDM的融合)和TDMA-OFDM (TDMA与OFDM的融合) 4.7 复合调制与多级调制复合调制与多级调制一一 复合调制复合调制 对同一载波进行两种或更多种的调制。
如：对频率调制波再进行一次振幅调制，就是调频调幅波二二 多级调制多级调制 将同一基带信号实施两次或更多次的调制如：对同一调制信号进行SSB以后再进行一次SSB就是SSB/SSB，还有SSB/FM、FM/FM等 第第5章章 数字基带传输系统数字基带传输系统5.1 5.1 引言引言5.2 5.2 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性5.3 5.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型5.4 5.4 基带脉冲传输与码间干扰基带脉冲传输与码间干扰5.5 5.5 无码间干扰的基带传输特性无码间干扰的基带传输特性5.6 5.6 部分响应系统部分响应系统5.7 5.7 基带传输系统的抗噪声性能基带传输系统的抗噪声性能5.8 5.8 眼图眼图5.9 5.9 时域均衡时域均衡 。