现代通信原理：第四章 数字基带传输系统

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1、第第4章章 数字基带传输系统数字基带传输系统数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理大致怎么传数字信号，有哪些要考虑因素？大致怎么传数字信号，有哪些要考虑因素？数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性要传的数字信号是怎么样的？要传的数字信号是怎么样的？ 数字基带传输的常用数字基带传输的常用码型码型如何变换数字信号使之更容易进行正确传送？如何变换数字信号使之更容易进行正确传送？位同步位同步原理原理收码节拍如何与发码节拍保持一致？收码节拍如何与发码节拍保持一致？ 数字基带传输中的数字基带传输中的码间串扰码间串扰前后码之间会相互干扰吗？前后码之间会相互干扰吗？无串扰基带传输特性无串扰基带

2、传输特性理论上怎么样才能消除这种干扰？理论上怎么样才能消除这种干扰？眼图眼图用示波器通过实验观察码间串扰的方法用示波器通过实验观察码间串扰的方法均衡原理均衡原理在通信系统中，根据实时测试的串扰情况进行补偿，减轻串扰在通信系统中，根据实时测试的串扰情况进行补偿，减轻串扰部分响应系统部分响应系统通过有规律地加入串扰然后在收端解扰间接实现无串扰传输通过有规律地加入串扰然后在收端解扰间接实现无串扰传输无串扰基带传输的差错率无串扰基带传输的差错率噪声噪声对传输正确率的破坏性影响程度如何估计？对传输正确率的破坏性影响程度如何估计？小结小结位同步不准确、码间串扰和噪声的存在是影响通信正确性的主要原因位同步不

3、准确、码间串扰和噪声的存在是影响通信正确性的主要原因 而码型对于位同步有直接影响，对于信号能否通过信道也有影响而码型对于位同步有直接影响，对于信号能否通过信道也有影响第第4章章 数字基带传输系统数字基带传输系统数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 数字基带传输的常用码型数字基带传输的常用码型位同步原理位同步原理 数字基带传输中的码间串扰数字基带传输中的码间串扰无串扰基带传输特性无串扰基带传输特性眼图眼图 均衡原理均衡原理部分响应系统部分响应系统无串扰基带传无串扰基带传输的差错率输的差错率小结小结数字传输：选择一组离散的波形表示数字信息，并

4、传送。数字传输：选择一组离散的波形表示数字信息，并传送。数字基带传输与数字调制传输数字基带传输与数字调制传输n来自数据终端的原始数据信号（计算机输出的二进制序列，电传来自数据终端的原始数据信号（计算机输出的二进制序列，电传机输出，机输出，PCM，M序列等数字信号）序列等数字信号） 这些脉冲信号往往包含丰这些脉冲信号往往包含丰富的低频分量，甚至直流分量，称之为富的低频分量，甚至直流分量，称之为数字基带信号数字基带信号。n这些信号未经频谱搬移直接在具有低通特性的信道中传输，称为这些信号未经频谱搬移直接在具有低通特性的信道中传输，称为数字基带传输数字基带传输。n把频谱调制搬移后的传输，称为把频谱调制

5、搬移后的传输，称为数字调制（载波、频带）传输数字调制（载波、频带）传输。研究数字基带传输的意义研究数字基带传输的意义n数字基带传输主要用于短距离的、低通型（有线）的信道。利用数字基带传输主要用于短距离的、低通型（有线）的信道。利用对称电缆构成的近程数据通信广泛采用了这种传输方式。对称电缆构成的近程数据通信广泛采用了这种传输方式。n数字基带传输中包含调制传输的许多基本问题，如码间串扰等，数字基带传输中包含调制传输的许多基本问题，如码间串扰等，采用线性调制的调制传输系统可等效为基带传输系统来研究。采用线性调制的调制传输系统可等效为基带传输系统来研究。数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理数字

6、基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理信道信号形成器信道信号形成器 n通通过过码码型型变变换换（信信道道编编码码）和和波波形形变变换换（发发滤滤波波）将将数数字字信信源源基基带带信信号号变变换换成成适适合合于于信信道道传传输输的的基基带带信信号号，其其目目的的是是与与信信道道匹配，便于传输，减小码间串扰，利于同步提取和抽样判决。匹配，便于传输，减小码间串扰，利于同步提取和抽样判决。接收滤波器接收滤波器 n它它的的主主要要作作用用是是滤滤除除带带外外噪噪声声，对对信信道道特特性性均均衡衡，使使输输出出的的基基带带波形有利于抽样判决。波形有利于抽样判决。 抽样判决器抽样判决器 n 它它是是在在传

7、传输输特特性性不不理理想想及及噪噪声声背背景景下下，在在规规定定时时刻刻（由由位位定定时时脉脉冲冲控控制制）对对接接收收滤滤波波器器的的输输出出波波形形进进行行抽抽样样判判决决，以以恢恢复复或或再生基带信号。再生基带信号。n抽抽样样的的位位定定时时脉脉冲冲依依靠靠同同步步提提取取电电路路从从接接收收信信号号中中提提取取，位位定定时的准确与否将直接影响判决效果。时的准确与否将直接影响判决效果。举个例子，从各阶段波形上一步步看，简化分析一下大致过程？GT()GR()C()识别电路位同步器原来如此：收滤波器：把收到的乱抖乱颤的信号弄光溜了找到了原信号的大趋势！可为什么要找大趋势呢？位同步器：控制好收

8、发一致的时钟节拍，目的是为了定位收到的信号的最显著特征点（这儿也就是高电平脉冲的中点吧，受噪声和传输畸变影响最小，容易与低电平脉冲区分的点）识别电路：就在这些时刻上判断原信号是什么高于门限电平的就是高电平，反之就是低电平。识别电路就是抽样再生器吧？他们合伙把乱七八糟的接收信号重新整好了信号重生了，数字通信就是好！模拟通信可以这样吗？第第4章章 数字基带传输系统数字基带传输系统数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 数字基带传输的常用码型数字基带传输的常用码型位同步原理位同步原理 数字基带传输中的码间串扰数字基带传输中的码间串扰无串扰基带传输

9、特性无串扰基带传输特性眼图眼图 均衡原理均衡原理部分响应系统部分响应系统无串扰基带传无串扰基带传输的差错率输的差错率小结小结数字基数字基带信号波形示例带信号波形示例单极性不归零波形（单极性不归零波形（NRZ）n有直流分量有直流分量，无法使用交流耦合的线路和设备；，无法使用交流耦合的线路和设备；n 判判决决电电平平取取”1”码码电电平平一一半半, ,但但接接收收波波形形振振幅幅、宽宽度受信道影响而变度受信道影响而变, ,抗干扰性能下降；抗干扰性能下降；n位位同同步步信信息息包包含含在在电电平平的的转转换换之之中中，当当出出现现连连0序序列或连列或连1序列时没有位同步信息。序列时没有位同步信息。n

10、传输时一线接地传输时一线接地,不能用两根芯线都不接地的电缆不能用两根芯线都不接地的电缆 双极性不归零波形（双极性不归零波形（BNRZ）n“1”、”0”等概出现时，无直流成分等概出现时，无直流成分；n判判决决电电平平可可取取“0”，抗抗干干扰扰能能力力强强于于单单极极性性NRZ；n可在不接地的平衡线路上传输；可在不接地的平衡线路上传输；n位位同同步步信信息息包包含含在在电电平平的的转转换换之之中中，当当出出现现连连0序序列或连列或连1序列时没有位同步信息；序列时没有位同步信息；n“1”、”0”不等概出现时，有直流分量。不等概出现时，有直流分量。在一串理想的脉冲序列中（如方波），正脉冲的持续时间与

11、脉冲总周期的比值。 单极性归零波形（单极性归零波形（RZ）n脉冲宽度脉冲宽度与码元宽度与码元宽度T之比之比/T称占空比称占空比；n占空比越小，频带越宽占空比越小，频带越宽；n频谱宽度大于频谱宽度大于NRZ；n提取同步信息较容易；提取同步信息较容易；双极性归零波形（双极性归零波形（RZ）n双双极极性性波波形形的的归归零零形形式式，除除了了具具有有双双极极性性不不归归零零波波形的特点外，还有利于同步脉冲的提取。形的特点外，还有利于同步脉冲的提取。差分码差分码n这这种种波波形形不不是是用用码码元元本本身身的的电电平平表表示示消消息息代代码码， 而而是是用用相相邻邻码码元元的的电电平平的的跳跳变变和和

12、不不变变来来表表示示消消息息代代码码，又称它为相对码波形；又称它为相对码波形；n差差分分码码分分为为“1”（传传号号）差差分分码码和和 “0”（空空号号）差分码；差分码；n差分码有单极性、双极性差分码有单极性、双极性 ；n用用差差分分波波形形传传送送代代码码可可以以消消除除设设备备初初始始状状态态的的影影响响，特特别别是是在在相相位位调调制制系系统统中中用用于于解解决决载载波波相相位位模模糊糊问问题。题。差分码是消除相位模糊的一种方法，其基带差分码是消除相位模糊的一种方法，其基带传输特性与相应的传输特性与相应的NRZ、RZ相同。相同。多进制反射码多进制反射码波形波形关于数字基带信号的几点说明数

13、字基带信号存在于信道信号形成器之前和抽样判决器之后；信道信号形成器中信道编码器输出（也是发滤波器输入）的虽然也还是数字基带信号，但一般被特称作信道编码波形或码型变换波形；发滤波输出的则已经完全是适合模拟信道传输的连续波形，而非脉冲序列了！数字基带信号可以是由任意形状的基本脉冲形数字基带信号可以是由任意形状的基本脉冲形成的时间离散序列（但矩形脉冲较常用）成的时间离散序列（但矩形脉冲较常用） 例如：用三角脉冲形成的一个NRZ随机脉冲序列S(t)如下图。这里g1(t)和g2(t)分别表示符号的”0”和”1”，Ts为每一码元的宽度。 应当指出，图中虽然把应当指出，图中虽然把g g1 1(t)(t)及及

14、g g2 2(t)(t)都画成了三角形都画成了三角形( (高高度不同度不同) )，但，但实际上实际上g g1 1(t)(t)和和g g2 2(t)(t)可以是任意形状的脉冲可以是任意形状的脉冲。 现在假设序列中任一码元时间现在假设序列中任一码元时间TsTs内内g g1 1(t)(t)和和g g2 2(t)(t)出现出现的概率分别为的概率分别为P P和和1-P1-P，且认为，且认为它们的出现是互不依赖的它们的出现是互不依赖的( (统计独立统计独立) )，则该序列为其中，则该序列为其中 anan是第是第n n个信息符号所对个信息符号所对应的电平值（应的电平值（0 0、1 1或或-1-1、+1+1等

15、）；等）；或者写成或者写成 ，其中，其中二进制随机脉冲序列的数学抽象二进制随机脉冲序列的数学抽象数字基带信号的频谱特性数字基带信号的频谱特性NRZNRZ基带信号功率谱与发滤波器特性基带信号功率谱与发滤波器特性n单极性信号的功率谱密度分别如下图中的实线和虚线所示不同占空比单极性波的功率谱不同占空比单极性波的功率谱特性特性n双极性信号的功率谱密度曲线如下图中的实线和虚线所示n随机脉冲序列的功率谱密度可能包括两个部分：连续谱随机脉冲序列的功率谱密度可能包括两个部分：连续谱pu()及离散谱及离散谱pv()。连续谱连续谱：由于：由于g1(t)及及g2(t)不能完全相同，故不能完全相同，故Gl(f)G2(

16、f)，因而，因而pu()总是存总是存在的；在的；离散谱离散谱：在一般情况下是存在的。但我们容易观察到，若：在一般情况下是存在的。但我们容易观察到，若g1(t)及及g2(t)是双是双极性的脉冲，且波形出现概率相同极性的脉冲，且波形出现概率相同(P1/2)，则下式，则下式中的第二、三项为零，此时没有离散谱中的第二、三项为零，此时没有离散谱(即频谱图中没有线谱成分即频谱图中没有线谱成分)。关于随机基带序列功率谱的关于随机基带序列功率谱的结论结论直流分量直流分量n二进制基带信号的带宽主要依赖单个码元波形的频谱二进制基带信号的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数函数G1(f)和和G2(f) 。时间波形的。

17、时间波形的占空比越小，占用频占空比越小，占用频带越宽带越宽。n若以谱的第若以谱的第1个零点计算带宽，则有个零点计算带宽，则有nNRZ( = Ts)基带信号的带宽为基带信号的带宽为B = 1/ = fs ；nRZ( = Ts / 2)基带信号的带宽为基带信号的带宽为B = 1/ = 2fs 。n其中其中fs = 1/Ts ，是位定时信号的频率，它在数值，是位定时信号的频率，它在数值上与码元速率上与码元速率RB相等。相等。n单极性基带信号单极性基带信号w是否存在离散线谱取决于矩形脉冲的占空比。是否存在离散线谱取决于矩形脉冲的占空比。w单极性单极性NRZ信号中没有定时分量信号中没有定时分量，若想获取

18、，若想获取定时分量，要进行波形变换；定时分量，要进行波形变换；w单极性单极性RZ信号中含有定时分量信号中含有定时分量，可以直接提，可以直接提取它。取它。n“0”、“1”等概的双极性信号没有离散谱，也等概的双极性信号没有离散谱，也就是说没有直流分量和定时分量。就是说没有直流分量和定时分量。第第4章章 数字基带传输系统数字基带传输系统数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 数字基带传输的常用码型数字基带传输的常用码型位同步原理位同步原理 数字基带传输中的码间串扰数字基带传输中的码间串扰无串扰基带传输特性无串扰基带传输特性眼图眼图 均衡原理均衡原

19、理部分响应系统部分响应系统无串扰基带传无串扰基带传输的差错率输的差错率小结小结原始数字基带信号在信道中传输存在问题原始数字基带信号在信道中传输存在问题？n信号信号存在大量低频和直流成份存在大量低频和直流成份，若传输存在隔直电容，若传输存在隔直电容和耦合变压器，则会受到影响；和耦合变压器，则会受到影响；n当传输距离增大时，当传输距离增大时，高频分量大幅度衰减，导致信号高频分量大幅度衰减，导致信号失真失真。n波形中含有位定时信息（波形跳变）丰度若与信源统波形中含有位定时信息（波形跳变）丰度若与信源统计特性有关，则收端不能够进行稳定的位同步，导致计特性有关，则收端不能够进行稳定的位同步，导致再生误码

20、率上升。再生误码率上升。无直流无直流：无直流成分，低频分量小；：无直流成分，低频分量小；效率高效率高：占据的带宽小，则传输效率高；：占据的带宽小，则传输效率高；有时钟有时钟：有时钟成分，便于从基带信号中提取定时信息；：有时钟成分，便于从基带信号中提取定时信息；能检错能检错：具有内在检错能力，增加其抗干扰能力；：具有内在检错能力，增加其抗干扰能力；易产生易产生：编译码设备简单。：编译码设备简单。数字基带信号码型的设计原则数字基带信号码型的设计原则基带传输的常用码型基带传输的常用码型1 1、数字双相码、数字双相码(Manchester(Manchester、BPH)BPH) 数字双相码又称为数字双

21、相码又称为分相码分相码或或曼彻斯特码曼彻斯特码。它用一个周期的方波。它用一个周期的方波 表示表示“1”，而用它的反相波形表示，而用它的反相波形表示“0”。 例如：例如： 特点：特点：码元中心存在跳变，具有很强的定时分量码元中心存在跳变，具有很强的定时分量；无直流无直流应用应用10M以太网数据传输码型以太网数据传输码型2 2密勒码密勒码 密勒码又称延迟调制，它是数字双相码的一种变型。在密勒密勒码又称延迟调制，它是数字双相码的一种变型。在密勒码中，码中，“1”用码元周期中点处出现跳变来表示，而对于用码元周期中点处出现跳变来表示，而对于“0”则有两种情况：当出现则有两种情况：当出现单个单个“0”时，

22、在码元周期内不出现跳变；时，在码元周期内不出现跳变；但若遇到但若遇到连连“0”时，则在前一个时，则在前一个“0”结束结束(也就是后一个也就是后一个“0”开始开始)时出现电平跳变。时出现电平跳变。 1 1 0 1 0 1 0 1特点特点直流分量小直流分量小跳变最大间距为跳变最大间距为2个码元周期，最小间距为个码元周期，最小间距为1 个码元周期个码元周期应用应用气象卫星、磁带纪录、低速数据的基带数传机气象卫星、磁带纪录、低速数据的基带数传机 3 3传号反转码传号反转码(CMI)(CMI) 传号反转码传号反转码(CMI码码)与数字双相码类似，也是一种二电平非归与数字双相码类似，也是一种二电平非归零码

23、。编码规则为：零码。编码规则为：“l l”用交替的用交替的“0 00 0”和和“1 11 1”两位电平码两位电平码组表示，而组表示，而“0 0”则固定地用则固定地用“0 10 1”表示。表示。 1 1 0 1 0 0 1 0特点：特点：无直流无直流便于定时信号提取便于定时信号提取；具有一定的检错能力具有一定的检错能力应用应用PCM 4次群数据传输码型次群数据传输码型低于低于8448Kbps光纤传输系统数据码型光纤传输系统数据码型 AMI AMI码是一种传号归零且极性交替的信道码型。码是一种传号归零且极性交替的信道码型。AMIAMI码将消息代码码将消息代码“0 0”( (空号空号) )和和“1

24、1” ( (传号传号) )按如下规则进行编码的码：代码按如下规则进行编码的码：代码0 0仍变换仍变换为传输码的为传输码的0 0电平，而把代码中的电平，而把代码中的1 1交替地变换为电平码组交替地变换为电平码组+10+10、-10-10、+10+10、-10-10、。例如：。例如： 消息代码：消息代码： 1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 1.1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 1. AMIAMI码：码： +10 0 0 -10 +10 0 0 0 -10 +10 -10.+10 0 0 -10 +10 0 0 0 -10 +10 -10. 由于由于AMIAMI码的传号交替反转和归零特性

25、，故由它决定的基带信号将码的传号交替反转和归零特性，故由它决定的基带信号将出现正负脉冲交替，而出现正负脉冲交替，而0 0电位保持不变的规律。其中：传号交替反转特电位保持不变的规律。其中：传号交替反转特性使这种基带信号性使这种基带信号无直流成分无直流成分，且，且只有很小的低频成分只有很小的低频成分，因而它特别，因而它特别适宜在不允许这些成分通过的信道中传输；传号归零特性保证了适宜在不允许这些成分通过的信道中传输；传号归零特性保证了传号传号码元中点码元中点始终有波形跳变始终有波形跳变（便于位同步）。但是，（便于位同步）。但是，AMIAMI码有一个重要缺码有一个重要缺点，即当它用来获取定时信息时，由

26、于它点，即当它用来获取定时信息时，由于它可能出现长的连的连可能出现长的连的连0 0串串，因，因而会造成提取定时信号的困难。另外，信道码编译简单。而会造成提取定时信号的困难。另外，信道码编译简单。4 4传号交替反转码传号交替反转码(AMI)(AMI)5 5HDB3HDB3码码l记号约定：记号约定：符合极性正常交替规律的电平码符合极性正常交替规律的电平码1010简记为简记为B+B+，-10-10简记为简记为B-B-；破坏极性正常交替规律的电平码破坏极性正常交替规律的电平码1010简记为简记为V+V+，-10-10简记为简记为V-V-；l编码规则：编码规则：消息代码消息代码AMIAMI码，码，若无若

27、无4 4连连“0”0”，则，则HDB3HDB3码码=AMI=AMI码；码；若有若有4 4连连“0”0”，则每，则每4 4连连“0”0”用取代节用取代节“B00V”B00V”或或“000V”000V”表示。其中表示。其中“B00V”B00V” 破坏节中的破坏节中的B B与与V V必须同极性，必须同极性，“000V”000V”破坏节中的破坏节中的V V必须与该破坏节前的必须与该破坏节前的B B反极性。反极性。B B与前一个与前一个B B或或V V、V V与前一个与前一个V V分别满足极性交替规律。分别满足极性交替规律。由规则由规则、共同决定具体的破坏节形式。共同决定具体的破坏节形式。二进制码二进制

28、码NRZ码码AMI码码HDB3码码位时钟位时钟HDB3码举例一：无前提条件码举例一：无前提条件默认：第一个默认：第一个B为为B+，第一个，第一个V为为V+HDB3码举例二：有前提条件码举例二：有前提条件HDB3码码B-000V- B+0B-二进制码二进制码10000101000001110000001B+00 V+0B- B+ B-000V-00B+B-0000B+0B-00000B+ B- B+000000B-AMI码码前提条件：整个序列的前一个前提条件：整个序列的前一个B为为B+，前一个，前一个V为为V+HDB3码的特点码的特点nHDB3码是码是AMI码的改进，与码的改进，与AMI码一样码

29、一样,也是也是“1” 交替地变换交替地变换为为+1与与-的归零码；的归零码；n但与但与AMI码不同的是：码不同的是：HDB3码中的连码中的连“0”数被限制为小于或等数被限制为小于或等于于3；nHDB3码的码流无直流分量，低频成分少；码的码流无直流分量，低频成分少；n即使出现长连即使出现长连“0”也能提取定时信息；也能提取定时信息；概括：无直流，最多概括：无直流，最多4个码宽必有位定时信息。信道编译码较复杂。个码宽必有位定时信息。信道编译码较复杂。CCITT推荐基带传输码，典型用于时分复用低次群推荐基带传输码，典型用于时分复用低次群能从基带信号中获取定时信息；能从基带信号中获取定时信息；避免含有

30、直流分量；避免含有直流分量；占用的带宽尽可能的窄；占用的带宽尽可能的窄；不受信源统计特性的影响；不受信源统计特性的影响；尽可能地提高传输码型的传输效率；尽可能地提高传输码型的传输效率；具有内在的纠错能力；具有内在的纠错能力；常用数字基带传输码型小结常用数字基带传输码型小结习题习题4.2：1、信源码序列、信源码序列110010001110，画出单极性不归零，画出单极性不归零码（码（NRZ）、双极性不归零码（）、双极性不归零码（BNRZ）、单极性归零码）、单极性归零码（占空比（占空比1:2的的RZ）、传号差分码、空号差分码、数字双相）、传号差分码、空号差分码、数字双相码（码（BPH）、传号反转码（

31、）、传号反转码（CMI）、传号交替反转码）、传号交替反转码（AMI）、三阶高密度双极性码（）、三阶高密度双极性码（HDB3）以上）以上9种基本码型种基本码型编码的波形，要求与位时钟信号和消息代码对齐。编码的波形，要求与位时钟信号和消息代码对齐。思考题：根据码型特点，对应思考其应用的适应场合。思考题：根据码型特点，对应思考其应用的适应场合。第第4章章 数字基带传输系统数字基带传输系统数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 数字基带传输的常用码型数字基带传输的常用码型位同步原理位同步原理 数字基带传输中的码间串扰数字基带传输中的码间串扰无串扰基

32、带传输特性无串扰基带传输特性眼图眼图 均衡原理均衡原理部分响应系统部分响应系统无串扰基带传无串扰基带传输的差错率输的差错率小结小结抽样判决抽样判决基带传输系统基带传输系统位同步器位同步器系统实现位同步原理位同步原理有输入情况微分整流单稳整形晶振或门非门附加门n分频AB扣除门微分整流单稳1第第4章章 数字基带传输系统数字基带传输系统数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性数字基带传输的常用码型数字基带传输的常用码型位同步原理位同步原理 数字基带传输中的码间串扰数字基带传输中的码间串扰无串扰基带传输特性无串扰基带传输特性眼图眼图均衡原理均衡原理部

33、分响应系统部分响应系统无串扰基带传无串扰基带传输的差错率输的差错率小结小结基带系统的各点波形示意图基带系统的各点波形示意图输入信号输入信号 码型变换后码型变换后 传输的波形传输的波形 信道输出信道输出 接收滤波输出接收滤波输出 位定时脉冲位定时脉冲恢复的信息恢复的信息 错误码元错误码元 数字基带传输中的码间串扰数字基带传输中的码间串扰基带系统模型基带系统模型 在数字基带系统模型中，造成判决错误的主要原因在数字基带系统模型中，造成判决错误的主要原因一方面是噪声，另一方面就是由于传输特性（包括发、一方面是噪声，另一方面就是由于传输特性（包括发、收滤波器和信道特性）不良引起的码间干扰。收滤波器和信道

34、特性）不良引起的码间干扰。 1、基带传输系统特性基带传输系统特性系统合成传输函数：系统合成传输函数：系统合成冲激响应：系统合成冲激响应：2、传输过程分析、传输过程分析（1）发滤波器输入波形：发滤波器输入波形： 即信道编码波形由间隔码元周期即信道编码波形由间隔码元周期Ts的一系列码元组成。在二进制情的一系列码元组成。在二进制情 况下，况下，an的取值为的取值为0、1或或-1、1；当码元周期足够小时，为分析方便，；当码元周期足够小时，为分析方便， 用用an(t)近似代表一个实际的基本码元。近似代表一个实际的基本码元。（2）收滤波器输出波形：收滤波器输出波形： 码间干扰的产生原理码间干扰的产生原理

35、（3）抽样判决值：抽样判决值：设在第设在第k个抽样时刻对个抽样时刻对r(t)进行抽样，则理论抽样值应进行抽样，则理论抽样值应为为r(kTs)，但由于本地位定时即使调整好同步后仍可能存在少量位定时但由于本地位定时即使调整好同步后仍可能存在少量位定时误差误差t0，因此实际的抽样值为因此实际的抽样值为r(kTs+ t0)。第第1项：由于项：由于ak是发端第是发端第k个码元的电平值，所以第个码元的电平值，所以第1项是我们据以再生基带项是我们据以再生基带编码的依据，称为有用项。编码的依据，称为有用项。第第2项：是除项：是除ak以外的其他码元对收端抽样的干扰，称为码间串扰项。以外的其他码元对收端抽样的干扰

36、，称为码间串扰项。第第3项：信道加性噪声造成的随机干扰项。项：信道加性噪声造成的随机干扰项。 显然，由于码间串扰和随机干扰的存在，将使收端的抽样判决值发显然，由于码间串扰和随机干扰的存在，将使收端的抽样判决值发生很大变化，并可能引起判决错误。生很大变化，并可能引起判决错误。恢复信息恢复信息码间干扰码间干扰随机干扰随机干扰第第4章章 数字基带传输系统数字基带传输系统数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性数字基带传输的常用码型数字基带传输的常用码型位同步原理位同步原理 数字基带传输中的码间串扰数字基带传输中的码间串扰无串扰基带传输特性无串扰基带

37、传输特性眼图眼图均衡原理均衡原理部分响应系统部分响应系统无串扰基带传无串扰基带传输的差错率输的差错率小结小结无串扰基带传输特性无串扰基带传输特性l通过上节分析结果已知，上式中串扰项通过上节分析结果已知，上式中串扰项的存在是码间串扰的原因。的存在是码间串扰的原因。l那么，无串扰的基带传输系统特性应该那么，无串扰的基带传输系统特性应该是怎样的呢？是怎样的呢？l以下首先忽略位定时误差和噪声影响，以下首先忽略位定时误差和噪声影响，从而使问题简化，进一步从时域和频域从而使问题简化，进一步从时域和频域两方面研究这一问题。两方面研究这一问题。1 1、无串扰基带传输系统的时域特性、无串扰基带传输系统的时域特性

38、 问题简化：问题简化：令噪声和位定时误差为令噪声和位定时误差为0 0，则，则串扰危害：即使理想情况下，串扰也存在，码间串扰是造成误判的主因。串扰危害：即使理想情况下，串扰也存在，码间串扰是造成误判的主因。消除串扰：令消除串扰：令GT()GR()C()抽样判决位同步器基带传输系统无串扰基带传输特性无串扰基带传输特性 即从理论上说，要做到无码间串扰，则基带传输系统的冲激响应波即从理论上说，要做到无码间串扰，则基带传输系统的冲激响应波形形h(t)的值除在抽样时刻（的值除在抽样时刻（t=0）不为零外，在所有其他码元抽样时）不为零外，在所有其他码元抽样时刻（刻（t=NTs, N不等于不等于0）均为零。）

39、均为零。典型无码间干扰的典型无码间干扰的h(t)波形波形 由图可见，虽然由图可见，虽然h(t)的整个波形延迟到其它码元时隙，但由于在的整个波形延迟到其它码元时隙，但由于在其它其它码元的抽样判决时刻其值为码元的抽样判决时刻其值为0，因此不存在码间干扰。，因此不存在码间干扰。无码间干扰时的码元间波形叠加情况无码间干扰时的码元间波形叠加情况（抽样时刻互不影响）（抽样时刻互不影响）无串扰系统时域特性的物理意义（因果系统）无串扰系统时域特性的物理意义（因果系统）2 2、无串扰基带传输系统的频域特性、无串扰基带传输系统的频域特性根据无串扰系统的时域特性通过傅立叶变换关系求得无串扰系统的频域特性（以下是该公

40、式的推导过程，自学）无串扰系统频域特性的无串扰系统频域特性的物理意义物理意义公式：图形：令常数 ，角频率化为频率单位： ，则得频率单位的无串扰频域特性形式工程形式的无串扰频域特性及其物理意义工程形式的无串扰频域特性及其物理意义图形：公式：奈奎斯特第一准则：奈奎斯特第一准则：抽样点无串扰条件（未考虑t0、nR）意义：基带传输函数H(f)及其以Rs为周期的所有平移谱，若能在整个主值区间-Rs/2，Rs/2叠加成常数，则码间无串扰。2 2、无串扰基带传输特性的设计、无串扰基带传输特性的设计l应该指出：满足奈奎斯特第一准则并不是设计基带传输系统特性的唯一的要求。如何设计或选择满足此准则的H()是我们接

41、下来要讨论的问题。无串扰传输系统的两种传输特性无串扰传输系统的两种传输特性理想低通特性：理想低通特性：wmin=Rs/2滚降低通特性：滚降低通特性：wRs/2 工程上应用较多的是升余弦滚降特性两种传输特性的有效性比较两种传输特性的有效性比较 理想低通系统理想低通系统升余弦升余弦滚降系统滚降系统两种传输特性的可靠性比较两种传输特性的可靠性比较理想低通系统理想低通系统升余弦升余弦滚降系统滚降系统 不同不同 值的余弦滚降传输函数（频谱特性、冲激响应值的余弦滚降传输函数（频谱特性、冲激响应 ）l可以看出可以看出 越大，越大，“尾部尾部”衰减越快，但带宽越宽，衰减越快，但带宽越宽，频带利用率越低。再次证

42、明可靠性和有效性是一对矛盾频带利用率越低。再次证明可靠性和有效性是一对矛盾 ！两种传输特性的比较结果：两种传输特性的比较结果： 理想低通特性的基带传输系统尽管能达到有效性极限，但并不实用。这是因为：第一，理想低通系统在实际工程中难以实现；第二，理想低通系统的无串扰传输性能对位定时误差过于敏感，导致码元的正确再生困难、通信可靠性下降。因此，实际工程中使用滚降低通特性。本课重点：本课重点：无串扰基带传输系统的频域和时域特性无串扰基带传输系统的频域和时域特性无串扰系统常用参数无串扰系统常用参数运用以上知识判断和综合设计无串扰系统运用以上知识判断和综合设计无串扰系统习题习题4.54.5：P125/5-

43、9P125/5-9、5-105-10、5-115-11、5-125-12、5-135-13、5-145-14下次课：眼图、均衡原理下次课：眼图、均衡原理第第4章章 数字基带传输系统数字基带传输系统数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性数字基带传输的常用码型数字基带传输的常用码型位同步原理位同步原理 数字基带传输中的码间串扰数字基带传输中的码间串扰无串扰基带传输特性无串扰基带传输特性眼图眼图均衡原理均衡原理部分响应系统部分响应系统无串扰基带传无串扰基带传输的差错率输的差错率小结小结眼眼 图图所谓眼图就是指示波器显示的图形，因为在传输二进制信号

44、波所谓眼图就是指示波器显示的图形，因为在传输二进制信号波形时，它很像人的眼睛。形时，它很像人的眼睛。如果基带传输特性是无码间干扰的，则将得到如下图（如果基带传输特性是无码间干扰的，则将得到如下图（a a）所）所示的基带脉冲序列；如果基带传输是有码间干扰的，则得到的示的基带脉冲序列；如果基带传输是有码间干扰的，则得到的基带脉冲序列如下图基带脉冲序列如下图(b)(b)所示。所示。无码间干扰时，因而重叠的图形都完全重合，故示波器显示无码间干扰时，因而重叠的图形都完全重合，故示波器显示的迹线又细又清晰。存在码间干扰时，示波器的扫描迹线就的迹线又细又清晰。存在码间干扰时，示波器的扫描迹线就不完全重合于是

45、形成的线迹较粗而且也不清晰。不完全重合于是形成的线迹较粗而且也不清晰。眼图眼图中央的垂直线中央的垂直线即表示最佳的抽样时刻即表示最佳的抽样时刻，信号取值为，信号取值为1 1，眼，眼图图中央的横轴位置中央的横轴位置即为最佳的判决门限电平即为最佳的判决门限电平。当波形存在码。当波形存在码间干扰时，在抽样时刻得到的信号取值不再等于间干扰时，在抽样时刻得到的信号取值不再等于1 1，而分布在，而分布在比比1 1小或比小或比-1-1大的附近，因而眼图将部分地闭合。大的附近，因而眼图将部分地闭合。眼图的眼图的“眼睛眼睛”张开大小将反映着码间干扰的强弱。当存在张开大小将反映着码间干扰的强弱。当存在噪声时，噪声

46、叠加在信号上，因而眼图的线迹更不清晰，于噪声时，噪声叠加在信号上，因而眼图的线迹更不清晰，于是是“眼睛眼睛”张开就更小。张开就更小。 第第4章章 数字基带传输系统数字基带传输系统数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性数字基带传输的常用码型数字基带传输的常用码型位同步原理位同步原理 数字基带传输中的码间串扰数字基带传输中的码间串扰无串扰基带传输特性无串扰基带传输特性眼图眼图均衡原理均衡原理部分响应系统部分响应系统无串扰基带传无串扰基带传输的差错率输的差错率小结小结一、均衡的基本概念一、均衡的基本概念1. 实际通信系统存在的问题实际通信系统存在

47、的问题n n n n因此，实际基带传输系统不可避免的存在不同程度的码因此，实际基带传输系统不可避免的存在不同程度的码间串扰。间串扰。均均 衡衡 原原 理理2. 均衡和均衡器的概念均衡和均衡器的概念n通过在基带传输系统中附加一个可调滤波器，用以减通过在基带传输系统中附加一个可调滤波器，用以减小抽样判决时刻的码间串扰。小抽样判决时刻的码间串扰。n这种补偿基带传输系统无串扰特性漂移的方法，称为这种补偿基带传输系统无串扰特性漂移的方法，称为均衡，实现均衡目的的该可调滤波器被称为均衡器。均衡，实现均衡目的的该可调滤波器被称为均衡器。均衡前系统H()GT()GR()C()T()二、均衡的两种实现方法二、均

48、衡的两种实现方法频域均衡频域均衡 是指通过均衡，使包括均衡器在内的整个基带传输系统是指通过均衡，使包括均衡器在内的整个基带传输系统的的传递函数尽可能逼近传递函数尽可能逼近奈奎斯特第一准则所规定的奈奎斯特第一准则所规定的频域频域无串扰条件无串扰条件。时域均衡时域均衡 是直接从时间响应考虑，使包括均衡器在内的整个基带是直接从时间响应考虑，使包括均衡器在内的整个基带传输系统的传输系统的冲激响应尽可能逼近冲激响应尽可能逼近奈奎斯特第一准则所规奈奎斯特第一准则所规定的定的时域无串扰条件时域无串扰条件。两者只有实现方法的不同，从出发点和结果都是等效的两者只有实现方法的不同，从出发点和结果都是等效的三、频域

49、均衡的实现三、频域均衡的实现设均衡后系统总传输函数：则均衡条件为：频域均衡的实质是通过调整均衡器的传递函数频域均衡的实质是通过调整均衡器的传递函数来补偿系统无串扰特性的变化。来补偿系统无串扰特性的变化。频域均衡实现起来比较困难：第一，需要专用频域均衡实现起来比较困难：第一，需要专用的频谱跟踪设备不断测试均衡前系统的传递函的频谱跟踪设备不断测试均衡前系统的传递函数（即冲激响应波形的傅里叶变换）；第二，数（即冲激响应波形的傅里叶变换）；第二，调整的实时性不是很好（傅里叶变换需要一定调整的实时性不是很好（傅里叶变换需要一定长度的波形才能做）。长度的波形才能做）。因此，从奈奎斯特第一准则的另一个角度因

50、此，从奈奎斯特第一准则的另一个角度单脉冲冲激响应在其他码元抽样判决时刻过零，单脉冲冲激响应在其他码元抽样判决时刻过零，来考虑均衡方法，显得更为直接，这就是时域来考虑均衡方法，显得更为直接，这就是时域均衡，也是实际工程中主要应用的方法。均衡，也是实际工程中主要应用的方法。四、时域均衡的实现四、时域均衡的实现 通过调整均衡器冲激响应来补偿基带传输系统无串扰特性的变化，称为时域均衡。-TsTsTs-TsC-nCnC1C0C-11 1、迫零法时域均衡原理、迫零法时域均衡原理 时域均衡的实现，是根据测试到的串扰情况，反复调整各抽头系数，使各级串扰值逐渐迫近零，该方法称为迫零法时域均衡。设均衡器输入为x(

51、t),输出为y(t)，则输入输出关系为：-TsTsTs-TsC-nCnC1C0C-1（1 1）均衡器抽头系数调整前的情况）均衡器抽头系数调整前的情况均衡器初始状态： 这说明均衡器未开始调整前相当于一根导线。发端在0时刻发送测试码：均衡器的输入=均衡前系统的输出=均衡器的输出= =若则说明均衡前系统无串扰，无须调整抽头系数；否则说明有串扰，需要调整抽头系数来减小串扰强度。（2 2）有串扰情况下的调整原理）有串扰情况下的调整原理 调整的理想结果应使得非发码时刻的均衡器输出为0： 由 可见，只要 调整到适当值，就可使 。 由于 的值未知，因此 实际上是根据 的极性调整的： 若 ，则 ；若 ，则 。其

52、中 是一个很小的调整步距（正常数）由于每次调整的 增量都与对应的 极性相反，使调整后的第k级串扰值更加接近零点，通过有限步调整达到动态迫零。问题：问题：为什么要用 而不是 来对 调零？提示：提示：若均衡前系统有串扰，在测试码激励下均衡器输入表现为右图形式。 由图可见， 的最大幅度为测试码发生时刻，其后逐渐衰减，而且设计良好的均衡前系统通常衰减很快，即根据公式可知, 对 的取值起着决定性作用，是主要矛盾；对 微小调整就有可能使 归零，从而消除串扰。而且，由于 项很多，去一一调整也是不现实的。2 2、有限长时域均衡器、有限长时域均衡器上述基于迫零法原理的均衡器只是一个理论模型，尚不能付诸实用，因为

53、：（1）无限多抽头不可能实现，即使可以实现也会使调整时间无限长；（2）延时单元是容易实现的，反延时单元则无法实现。对于问题（1），可以用有限长均衡器代替无限长均衡器：-TsTsTs-TsC-NCNC1C0C-1 但是，用有限长滤波器代替无限长滤波器，势必造成截断误差，导致码间串扰无法完全消除。 这个问题可以这样考虑：由于均衡前系统的冲激响应随时间衰减很快，若发端在0时刻发码，均衡器输入序列为： 由于均衡器初始状态下直通，所以均衡器输出序列为： 对于kN或k-N，抽头系数Ck这将维持初值0，相当于断路。u结论：结论：由于只须对发码时刻邻近的2N点串扰进行调零，其他时刻的串扰接近0而可以忽略，因此

54、只要N值足够大，用有限长均衡器代替无限长均衡器，均衡效果差别不大。TsTsTsTsC-NCNC1C0C-1-TsTsTs-TsC-NCNC1C0C-1对于问题（2），可以把均衡器输入等效到左端：结合抽头系数调整算法，构成工程中实用的预置式自动均衡器。所以，时域均衡器实际上是存在时间延迟的，与均衡器输入序列相比，均衡器输出序列在时间上整体滞后了N点（NTS秒）TsTsTsTsC-NCNC1C0C-1抽 头 系 数 调 整 控 制 电 路抽样判决3 3、时域均衡的性能度量、时域均衡的性能度量时域均衡器的均衡效果常采用峰值畸变和均方畸变两种性能指标进行度量。设 当前码元的抽样值， 当前码元对其他码元

55、抽样时刻的干扰值。（1 1）峰值畸变：）峰值畸变：输入峰值畸变：输出峰值畸变：（2 2）均方畸变）均方畸变输入均方畸变：输出均方畸变：u两种最小畸变准则的物理意义为：均衡器设计应满足输出采样值所包含的串扰成分在统计意义上最小化。均衡前系统hk发滤波收滤波信道均衡器本本节节要点：要点：结合例4.7-1和例4.7-1掌握时域均衡方法和均衡性能度量。习题：习题：P128/5-25下次课：下次课：部分响应系统部分响应系统数字基带传输的差错率数字基带传输的差错率第第4章章 数字基带传输系统数字基带传输系统数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性数字基带

56、传输的常用码型数字基带传输的常用码型位同步原理位同步原理 数字基带传输中的码间串扰数字基带传输中的码间串扰无串扰基带传输特性无串扰基带传输特性眼图眼图均衡原理均衡原理部分响应系统部分响应系统无串扰基带传无串扰基带传输的差错率输的差错率小结小结部分响应系统部分响应系统 两难问题：两难问题：理想低通系统能达到理论上的极限传输速率（奈奎斯特速率），但其“尾巴”的收敛较慢，无串扰性能对位定时准确性要求过高；滚降低通系统“尾巴”收敛较快，能降低对位定时要求，但却使基带传输系统的频带利用率降低了。 取长补短：取长补短：那么，是否能找到一种无码间串扰的基带系统传输特性，使之综合理想低通特性与滚降低通特性两种

57、基带传输特性的优点，既对位定时误差不敏感，又有较高的频带利用率呢？对立统一：对立统一：奈奎斯特第二准则指出，只要有规律地在码元抽样时刻引入码间干扰，就能使频带利用率提高到理论上的最大值，同时又可以降低对位定时精度的要求。符合这一准则的基带传输系统就是部分响应系统。1 1、部分响应波形部分响应波形 部分响应波形利用多个理想低通响应波形的平移叠加形成，对位定时误差不敏感、频带不变且易于实现。（1 1）理想低通特性的改进）理想低通特性的改进 考察理想低通特性的基带系统冲激响应波形h(t)，与其平移一码元周期的波形进行叠加，将使叠加波形g(t)的尾巴衰减更快（如下图所示）。现在进一步导出g(t)的时域

58、和频域表达时域：时域：可见：g(t)振幅与t2成反比，h(t)振幅与t成反比，说明g(t)比h(t)衰减快得多。频域： 可见：G()与H()的频带相同，且易于实现。 显然，若使用g(t)作为基带传输系统的冲激响应 波形，则位定时误差对码间串扰的影响将大为减 小；同时还将获得极限频带利用率。 问题是：g(t)能否作为无串扰传输波形呢？（2 2）部分响应波形用于基带传输）部分响应波形用于基带传输2 2、三电平第一类部分响应系统三电平第一类部分响应系统是最简单的部分响应系统，利用预编码消除错误传播现象。等效数字模型Ts抽样判决模2余发滤波信道收滤波3 3、各种部分响应系统各种部分响应系统（1 1）推

59、广：）推广：由部分响应原理可知，若将多个理想冲激响应波形h(t)按Ts移位叠加，有可能会使尾巴衰减更快。（2 2）各种部分响应系统的各种部分响应系统的 特点：特点：传输电平数：设an和bn电平数为L，cn电平数为M 第一类和第四类传输电平数最少，为：M=2L-1部分响应系统频谱：第四类、第五类没有直流分量，低频成分也很小；其他三类都有直流成分。如下图：结论： 若部分响应波形用于基带传输，则直流成分小的波形便于克服信道的容性和感性效应；用于数字载波传输，则频谱零点便于插入导频，或者便于实现单边带调制、残留边带调制的滚降滤波；而传输电平越少，抗误码能力越好。 第四类部分响应兼有两个优点，故此得到广

60、泛应用。习题：习题：P127/5-16P127/5-16、5-175-17、5-185-18思考题思考题（1）为什么传输电平越少，可靠性越好？（2）部分响应系统哪些方面比理想低通系统好？（3）部分响应系统哪些方面比滚降低通系统好？（4）部分响应系统哪些方面比以上两种系统差？（5）部分响应系统是有串扰系统还是无串扰系统？（6）部分响应系统和理想低通系统是什么关系，它是一种滚降低通系统吗？（7）部分响应系统所达到的极限频带利用率是指的发送码ak还是部分响应编码ck？下节课：下节课：基带传输的差错率第第4章章 数字基带传输系统数字基带传输系统数字基带传输的基本原理数字基带传输的基本原理数字基带信号及

61、其频谱特性数字基带信号及其频谱特性数字基带传输的常用码型数字基带传输的常用码型位同步原理位同步原理 数字基带传输中的码间串扰数字基带传输中的码间串扰无串扰基带传输特性无串扰基带传输特性眼图眼图均衡原理均衡原理部分响应系统部分响应系统无串扰基带传无串扰基带传输的差错率输的差错率小结小结无串扰基带传输的差错率无串扰基带传输的差错率 在数字基带传输系统中，可能导致抽样判决器再生的码元发生错误的主要因素有三个：严重的位定时误差、码间串扰、接收到的残余噪声。本章的大部分内容围绕前两个主题：富含波形调变的信道编码和位同步机制保证了位定时的准确性；无串扰基带系统、部分响应系统和时域均衡从理论到实践给出了减少

62、码间串扰的具体措施。然而，即使基带传输系统完全消除了位定时误差和码间串扰，还是有可能在噪声影响下发生误码。 本节讨论加性高斯噪声造成的错误判决的概率。1、影响再生的噪声特性、影响再生的噪声特性 如图，信道引入的广谱加性高斯噪声no(t)，设该噪声经收滤波器限带后输出的残余噪声为n(t)，n(t)的性质为窄带加性高斯噪声。 抽样判决器的输入r(t)实际包含两种成分，一个是与发码有关的信号，另一个是对再生起破坏作用的残余噪声n(t)。 当n(t)在抽样判决时刻的瞬时幅度较大时，有可能“淹没”信号电平而导致错误判决（误码）。基带传输系统GT()GR()C()抽样判决位同步器 由于不能确切给出噪声的波

63、形描述，所以分析噪声对误码的影响，往往是通过建立噪声的概率模型，从统计意义上估计特定类型和级别的噪声与误码概率（误码率）的关系。残余噪声残余噪声n(t)n(t)的的统计模型统计模型 由于残余噪声的类型为窄带高斯噪声，因此其概率密度分布仍满足正态分布（高斯分布），并且如果信道噪声是零均值的，那么残余噪声n(t)也是零均值的，如左下图所示。而n(t)叠加某个常数电平C的结果将使整个概率密度曲线的中心移到电平C，如右下图所示。系统简化模型：系统简化模型： 根据残余噪声特性分析，得到上图抗噪性分析的简化系统模型。判决2 2、二元码的抗噪性、二元码的抗噪性（1 1）判决错误率计算）判决错误率计算（2 2

64、）二元码型抗噪性能分析）二元码型抗噪性能分析3 3、三元码的抗噪性、三元码的抗噪性（1 1）判决误码率计算）判决误码率计算（3 3）误信率计算）误信率计算（4 4）抗噪性分析）抗噪性分析思考：思考：进一步导出多进制误码率与误信率之近似关系；图解定性说明为什么进制数越大，误码率越高？习题：习题：P127/5-16、5-17、5-22、5-23下次课：下次课：二进制数字调制本章小结数字信源信号经过信道编码后，基带编码通过由发滤波器、信道和收滤波器组成的数字基带传输系统实现传输，在传输终端对接收信号在适当时刻进行抽样判决以再生基带编码。再生基带编码的正确性取决于三方面的因素：码间串扰对码元再生的影响

65、、抽样判决时刻（位定时误差）对码元再生的影响、信道噪声对抽样值的影响。（1）码型设计需考虑的主要因素有：合理的频谱结构、易于提取位定时信息、有纠错检错能力、较高的频带利用率以及这些传输性能与信源信息分布的无关性。（2）位同步系统利用基带波形中包含的电平跳变信息，调整本地位同步信号使之自适应地跟踪码元发生时刻，以便收端在正确时刻进行抽样判决。（3）满足奈奎斯特第一准则的基带传输系统可以消除码间串扰的影响，其中理想低通特性的传输系统频带利用率高但位定时误差敏感度高，滚降低通特性系统频带利用率较低但位定时误差敏感度低。（4）部分响应系统利用多个理想低通冲激相应的时域平移叠加获得固有“串扰”，在保持理想低通特性系统的频带利用率不变的前提下，降低了位定时误差对码元再生的影响。（5）对于无码间串扰系统传输特性的变化，可以利用时域均衡方法予以补偿。（6）码间电平级差越大、噪声方差越小，表明接收机输入信噪比越高，则信道加性噪声越不容易引起误码。重点掌握：（1）常用信道码的编译码方法和波形表示。（2）从冲激响应和传输函数两个方面，判断和设计码间无 串扰基带传输系统特性。（3）二进制部分响应系统编译码方法。（4）迫零法时域均衡原理和调整过程、峰值畸变和均方畸 变的计算。（5）加性信道噪声引起的二进制错误率分析。多进制错误 率分析的定性结论