第二章微波通信系统0824

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1、 9第二章第二章 微波通信系统微波通信系统 2.1 引言 2.1 引言 自从莫尔斯（Samuel Finley Breese Morse，April 27, 1791 April 2, 1872）于 1844年 5 月 1 日首次在华盛顿与巴尔的摩间 61 公里长的电报传送演示线路上实现电报信息传送以来，人类开始进入了电子通信时代。近 200 年来，伴随着对信息传递不断增长的需求，电子通信方式在强大市场和新技术探索推动下，成就了今天辉煌的信息化世界。 无线电或微波通信起于 1895 年。 这一年马可尼 （Guglielmo Marconi， 25 April 1874 20 July 1937

2、)首次实现了 1.5 公里无线电报通信。 随着时间的推移， 无线电通信和无线电广播业务的发展而使无线电频谱面临枯竭。在 20 世纪 50 年代，随着增加带宽的需要和在城市间铺设电缆成本的不断上升，许多通信公司转向了微波。在今天，几乎所有长途电话、 电视广播、 以及移动通信的数据传输都与包含有微波通信的系统相关。 在本书中，定义微波频率为从 1GHz 到数百 GHz 的频率范围。其实，在 UHF 波段微波的特性就已经比较明显了，因此习惯上都将 300MHz 以上到数百 GHz 都划入微波技术适用的范围。 电话、无线广播、电视和通信数据的远距离无线传送通常采用微波地面和卫星传输系统，由于微波传播的

3、弱绕射特点，这些传输系统架设要求在视距范围而且在发射与接收之间没有任何障碍物。微波通信设备天线通常放在中继塔上、架设在山顶上、或置于高层建筑上部，并且能够看到前一个和（或）后一个天线。轨道卫星地面站通常设在低洼的地方，以减小其它地面微波发射设备对其接收微弱卫星信号所造成的影响。进入接收机的信号必须超过总噪声和干扰功率。这个值用信噪比/S N来定义。/S N越低越难于重建所需的数据信息，因为数据通信中的噪声会增加误码。对同一信噪比在不同调制方式下的误码率是不同的，如图 2.1 所示为不同的调制方式下的误码率与信噪比的关系曲线。模拟电视信号的质量采用主观方法由观查者对电视信号的感觉来确定，如图 2

4、.2所示。 人类首颗人造地球卫星是前苏联的 Sputnik 1 试验卫星， 发射时间是 1957 年 10 月 4日，在轨运行了 22 天，卫星进行的试验包括外大气层密度测量、等离子体电波特性测试、以及无线电传输试验。 10美国于 1958 年 12 月 18 日首次发射了 SCORE（Signal Communications Orbit Relay Equipment）中继通信卫星，它的近远地轨道分别是 183 公里和 1,481 公里，轨道倾角32.2 度， 绕地周期为 101.5 分钟， 它所携带的电池工作了 12 天并于 1959 年 1 月 21 日坠入大气层烧毁。SCORE 除了

5、通过双冗余传发器进行卫星中继通信试验外，还利用携带的双冗余磁带录音机进行录音或向地球发送录音信号。 人类第一次收到从太空传送来的广播是美国总统艾森豪威尔的致词： “这里是来自美国总统的问候。借助神奇的科学进步，我的声音经由环绕外空间的地球卫星来到你身边，我的简要信息是：通过这一独特方式向您并向全人类转达，美国希望世界和平并向全人类表示良好祝愿” 。 （This is the President of the United States speaking. Through the marvels of scientific advance, my voice is coming to you v

6、ia a satellite circling in outer space. My message is a simple one: Through this unique means I convey to you and all mankind, Americas wish for peace on Earth and goodwill toward men everywhere.）由于卫星发送的广播信号十分微弱，只有十分灵敏的收音机才能接收到，多数美国人只是从商业广播电台中听到重播的录音。 中国在 1970 年 4 月 24 日成功发射了第一颗空间卫星东方红一号， 东方红一号卫星比其它

7、国家的首颗卫星重，在轨运行了 28 天，它在进行遥测和空间探测试验的同时，通过携带的无线电发射机向地球发射乐曲东方红广播信号。 美国于 1960 年 8 月和 10 月又进行了两次卫星中继通信卫星发射试验。1962 年 7月美国电话电报公司（AT&T）发射了 TELSTAR-1 低轨通信卫星，在 C 波段实现了横跨大西洋的电话、电视、传真和数据传输，奠定了商用卫星通信的基础。 充足供电能力是卫星长时间运行的保障之一，采用太阳能电池是当前有效方案，在卫星上装载太阳能电池板供电始于美国 1958 年 3 月 17 日发射的 Vanguard 1 试验卫星，这颗卫星不算是通信卫星，它主要任务是检验用

8、于发射的三级运载火箭、轨道环境对卫星及卫星系统的影响、以及进行大地测量。早期卫星采用球或柱外形结构并用自旋方式稳定，采用消旋天线固定指向，电池板附在星体表面。这种情况下太阳能电池受到日照大约只有表面积的1/，所能提供的电能十分有限。自 20 世纪 80 年代起，卫星采用立方体外形的三轴稳定结构，使得卫星和天线都相对静止，从而为采用大型太阳能电池帆板为卫星提供充足电能创造了条件。 至 2005 年， 展开式太阳能电池帆板每翼可获得 7kW的功率。 11那时，由于火箭推力有限，卫星高度均未超过 1 万公里，这类卫星称为低轨卫星。虽然低轨卫星因其距地球表面距离较近而对发射功率和天线增益要求较低， 但

9、由于其绕地周期以比地球自转周期高得多，因而不能实现持续的通信和广播能力。为实现对地面的持续通信或广播，卫星需位于距海平面 4 万公里以上的赤道面园形轨道上。但从实际应用来看，低轨卫星在对地面机动小型通信设备指标要求远低于同步轨道通信星，因此低轨多星通信网在机动卫星通信系统中更具有优势，例如，铱星系统由 66 颗运行于距海平面 781 公里的极轨卫星组成。 图 卫星轨首分布 12 图 2.1 二进制编码系统误码率信噪比曲线 13 图 2.2 视频信号/噪声比观察估计 2.2 微波通信基础 2.2 微波通信基础 2.2.1 分贝 2.2.1 分贝 分贝数是微波系统中常用的单位之一，它用来表示两个量

10、之比，常见的是放大器的输入输出功率之比，称为功率增益。 outinPP功率增益 它的分贝数是 1010logoutinPGainP= dB 分贝是贝尔的十分之一，贝尔单位用Alexander Graham Bell命名的，它是人耳能分辨的大致变化单位。 某些值的分贝数很容易记住， 例如， 如果/10outinPP =， 则10log (10)1=且增益为10dB。 14如果/2outinPP =，则增益为3dB。假如在放大器不工作的情况下/0.001outinPP =，则增益（损耗）为1010log (0.001)30dB= 。 2.2.2 调制技术 2.2.2 调制技术 微波通信所发送的信息

11、需要由发射机调制后发出。 典型的模拟通信的调制是幅度调制（AM）和频率调制（FM） 。若用幅度调制方式或频率调制方式对基带或载波进行数据调制，则称为振幅键控（ASK）或频移键控（FSK） 。若用相位调制方式对基带或载波进行数据调制则称为相移键控（PSK） 。ASK、FSK和PSK是三种最基本的数字通信调制方式。 振幅键控：以二进制数据为例，振幅键控是指将数字信号“1”用一定振幅值的正弦载波来表示，而将“0”用振幅为0的正弦波来表示。振幅键控是数字调制中最早出现、且最简单的方式。由于它的抗干扰噪声能力差，故在实际数字通信中很少采用了。 图 振幅键控调制方式及其频谱 频移键控：频移键控是用采用频率

12、为0的载波来表示数字信号“0” ，用0+来表示数字信号“1” 。 图 频移键控调制方式及其频谱 15相移键控：相移键控是指载波相位按基带数字脉冲信号的规律改变的调制方式。例如，二分相移键控（BPSK）采用0和两个相位表示二进制数字，即数字信号“0”取0相位，数字信号“1”取相位。 图 相移键控调制方式及其频谱 由于相移键控方式在抗噪声性能及信道频谱利用率等方面比振幅键控和频移键控优越， 因而被广泛地应用于数字通信中， 目前包括移动通信和卫星通信在内的微波通信，大多以这种方式传输信号。如果相移键控值为载波相位的四分之一周期，则称之为4分相移键控（QPSK） ，其信号相位分别取0，90，180和2

13、70。 如果频移键控的发射载频与接收机中用于解调的振荡器是相干的， 则称之为相干频移键控 （Coherent FSK） 。 相干系统在相同的误码率情况下可以比非相干或差分相干系统获得较高的信噪比。在差分相干PSK中，接收机的振荡器是与PSK数据包相干的，但相干性可能在数据包之间丢失。 在图2.1中的信噪比表示为1个bit信号的能量（最小信息单元）和与信号同时进入接收机检波级的噪声能量之比。能量bit（Eb）可表示为1秒钟接收到的功率除以bit率（Rb） 。如果符号率是确定的（字符或数字） ，每个符号的bit数就能用来计算bit率，其数学表示为， PreceivedbbE R= 2.2.3 卫星

14、通信传输技术 2.2.3 卫星通信传输技术 在传输多路信号的卫星通信和其它系统中，需要采用多路通信技术。这些技术主要有， 16FDMA 频分多址 SCPC 每信道独立载频 TDMA 时分多址 CDMA Code Division Multiple Access码分多址 在图2.3中对多路通信技术进行了总结。 在FDMA和SCPC技术中，使用固定的频率信道来区分信号，这在大多数商业卫星通信中采用，如图2.4所示。新型系统采用TDMA来区分信道码，如图2.3b所示，各数据时段所含的信息紧接在接入码后边。 图2.5为这种卫星通信系统。TDMA对SCPC的优点在于多个地面站可以共用一个转发器。注意图2

15、.5中下行信号是如何时移并到达3个地面站的，这些地面站所接收的数据时段可以是图2.3中1#3#中的任何一个。 CDMA或扩谱在军用通信中占有重要位置， 因它不容易被敌方干扰。 干扰信号是用来增加误码率或降低信噪比。CDMA因为要用许多码来发送一个字符从而需要较大的带宽，然后采用最小互相关检测技术从与所需信号不相关的干扰信号中重建信号。相干非相干识别十分有效， 可以使所需的多个不同码信号的传输使用相同的频带而很少相互干扰。 CDMA是在扩频技术基础上的码分多路接入技术， 扩频通信最初用于军事通信。 现在已知的最早应有之一是在第二次世界大战期间用于温斯顿丘吉尔和福兰克林罗斯福之间的专用保密通信。采

16、用这种信号调制方式是认为它具备固有的抗干扰能力，由于它的类噪声信号特征使期具有隐蔽性，并且由于采用编码而使其具有安全性。在军用通信领域，1970年间发展并使用了几种类型的扩频通信系统，这些系统主要用于卫星通信。最初主要使其脱离军事应用而进入商用领域是全球定位系统（GPS） ，它采用的是基于CDMA的卫星技术，其后是现在的蜂窝移动通信系统。 采用CDMA用于无线应用技术的发展沿用两种不同的路径。在美国，CDMA技术用于发展替代模拟蜂窝无线通信系统，而在英国，CDMA用于发展无线局域网接入。也就是说， 采用无线方式替代铜电缆将用户接入局域电话交换机。CDMA蜂窝移动通信系统的主要研发公司是Qual

17、comm， 它持有大量底层技术协议专利。 北美电信工业协会 （The Telecommunications Industry Association (TIA) of North America） 将其标准化为95过渡标 17准（IS95） 。现在，第三代以上商业蜂窝移动通信系统都是在CDMA技术基础上发展起来的。 码分多路接入（CDMA）技术的最早发展与时分多路接入（TDMA）技术发展几乎同时进行。但有趣的是在其后很长明间一直采用TDMA通信系统。直到1990年在所知的通信技术应用中从未使用CDMA技术，直到1995年才进入商业试用阶段。早期限制CDMA技术应用的主要问题是没有高速数字信号处

18、理器。 18 图2.3 多路接入的结构。 （a）频分多路入； （b）时分多路接入； （c）码分或扩谱多路接入。 对于频分多路接入，其优点是：无需网络同步、接收简单；其缺点是：需功率控制、交调会产生干扰、对干扰敏感。 对于时分多路接入，其优点是：系统效率高、不需功率控制、无交调；其缺点是：需系统同步、对干扰敏感。 19对于码分多路或扩频多路接入，其优点是：对干扰不敏感、无需同步、没有前面的信息难于解码因而有利于保密；其缺点是：需要链路同步、需要宽带。 图2.4 频分多路接入（FDMA）技术 2.2.4 通信系统中的微波设备 2.2.4 通信系统中的微波设备 2.2.4.1 地面系统地面系统 地面

19、系统是最大的微波用户，图2.6是典型的地面接力通信系统。从发射机振荡器开始（典型值为2GHz） ，信号经典型的C类双极晶体管放大，经变容管倍频器倍频，滤波后经由天线发射。在接收机中，信号首先通过滤波器、隔离器，再经混频器和中频放大器将微波信号移至易于滤波和解调的频率和电平。在这其中使用固态Gunn振荡器提供用于下变频的本地振荡。 2.2.4.2 卫星系统卫星系统 在卫星通信系统中微波设备的造价占了大部分。在这里包括卫星转发器（差转器）和地面站，都需要微波设备。 在转发器上采用的类型有好几种（如图2.7） 。转发器包括接收机、变频器、和发射机几部分，用来将上行信号向下行传送。若信号不经变频，接收

20、机会收到发射机发出的 20信号而形成自激。 卫星天线设计得能将下行信号辐射到地面上固定区域。Intelsat V天线辐射区域如图2.8所示。其中点波束（spot beams）照射在需要最大数据数率的区域，区域波束（zone beams）覆盖较多通信要求区域，而半球波束（hemisphere beams）覆盖其它区域。这些复杂的天线用来实现图2.8这种波浪型的边缘。以后天线将采用相控阵天线。这种天线将类似于雷达中使用的相控阵天线，只是其更轻，并使用很小的功率。这些部件和子系统将在后续章节中讨论。 一个大型地面站示意图如图2.9所示。与之相对应的系统方块图如图2.10。地面站比较复杂，是因为对数据

21、的处理主要由地面站完成。随着技术的进一步发展，希望将一些复杂的数据处理任务移至卫星上进行。 图2.5 时分多路接入技术（TDMA） 21 (a) (b) 图2.6 典型的地面接力通信系统框图， （a）发射机， （b）接收机 22 (a) (b) 23 图2.7 卫星转发器类型。 （a）单变频转发器； （b）双变频转发器； （c）数据重建转发器。 其中：IF 中频；AGC 自动增益控制；LIM 限幅器；LO 本振。 24 图2.8 Atlantic Intelsat V卫星方向图。 图2.9 典型大型地面站示意图。 252.3 通信链路公式 2.3 通信链路公式 对地面站接力通信和卫星通信的性能

22、分析需确定到达接收机端的信号和噪声电平以估计传输质量。这种用以估计信号电平的技术称为链路公式。 从图2.11可看出，一个典型电视信号从进入地面站开始，再到卫星并从卫星转发器返回地面，最终离开另一个地面站，其有效等效值含盖了从从最小W-1710到910 W的的动态范围 （从170dBW到超过80dBW） 。 最大损耗出现在地面站与卫星之间这段传输路程上。其中最大增益是由地面站天线产生的。在上行路线上，30米直径的天线将信号强度升高大约100万倍，也就是从数百瓦的输出功率提升到数兆瓦的有效全向辐射功率（EIRP, Effective Isotropically Radiated Power） ，E

23、IRP表示在地面站如果信号不是聚焦的而是全向均匀辐射时所需的发射功率。 2.3.1 等效全向辐射功率 2.3.1 等效全向辐射功率 上行EIRP利用图2.12的简化方框图进行计算。 三个主要参数是功放输出功率tP，波导与馈电损耗L，和发射天线增益tG。在这个公式中，损耗L是放大器输出功率tP与馈源喇叭输出功率antP之比。 tantPLP= 之一值大于或等于1。则EIRP为 ttanttPGEIRPPGL= 或以dB（分贝）数表示（相对于1） ()()()()ttEIRP dBWP dBWL dBG dB=+ 注意到损耗和增益的单位为分贝， 这是因为它们是比值而不以任何特定功率电平做参考。 2

24、6 根据图2.11，我们考虑一个计算EIRP的例子。假定从末级放大器出来的功率有20%消耗在传输线和馈源喇叭上，利用/tantLP P=，并且0.8anttPP=，得： 1.250.8ttanttPPLPP= 并给出增益61000,00010tG =，则对500W发射机的EIRP为 68(500)(10 )4 101.25ttPGEIRPWL= 将这些值转变为分贝或相对于1W的分贝数，我们得到： 65002710601.251ttPWdBWGdBLdB= 利用前面给出的关系， ()()()2716086ttEIRPP dBWL dBG dBdBWdBdBdBW=+=+= 利用分贝关系的逆公式，

25、 10()10log ( )X dBY= 也即，()/10)10X dBY=，求出 8.6810(86/10)104 10tPdBW= 这与前面计算的结果完全相同。 272.3.2 天线增益 2.3.2 天线增益 在前面的例子中曾说过，一个30米直径的抛物反射面天线的增益是610。天线增益是根据下式计算的， 2244eAAG = 其中，eA =以平方米为单位的天线有效面积； A=天线反射器物理尺寸2/4d=； d =以米为单位的天线直径； =天线效率； =以米为单位的辐射波长/cf=； c=单位为米秒的光速83 10/m s= ； f=以赫兹为单位的频率。 典型的天线效率范围从0.6到0.65

26、。 以30dm=为例，101010fGHzHz=，/0.03cfm=，0.6 =，22/4706.9ADm=，则计算出65.9 10G=。 28 图2.10典型地面站框图 29 OMT 正交双工器；LNA 低噪声放大器；S/S 分系统；D/C 下变频器；U/C 上变频器；BCN 波可控制网络；TWT 行波管；KLY 速调管；TTY 电传打字机。 30 图2.11 地空链路的增益和损耗 图2.12 地面站EIRP能数 L 从放大器到天线馈源总损耗；/ttEIRPG P L=； 31()()()()ttEIPR dBWP dBWL dBG dB=+。 2.3.3 天线波束宽度 2.3.3 天线波束

27、宽度 在估计天线系统的定向精度时，需用抛物面天线的3dB（12功率）波束宽度来说明，其关系是 波束宽度d65=（度） 其中和d与上式中的单位相同。 如果采用与上节中相同的例子，亦即：0.03 =，30d =，则波束宽度0.065o=。 2.3.4 波导与馈源损耗 2.3.4 波导与馈源损耗 波导与馈源损耗消耗末级放大器输出的功率，并且增加进入放大器的噪声，通常这一损耗小于3dB。 2.3.5 空间损耗 2.3.5 空间损耗 上行损耗的最后一个是由于RF能量在通过空间的传播过程中向四周的弥散的空间损耗。空间损耗可由功率密度概念导出。距离全向天线（在所有方向上辐射强度相同）1米处的功率密度是距离相

28、同天线2米处功率密度的4倍。在远距离情况下，发射功率分布在天线表面积乘以4的球面上。写出全向天线的数学公式， 发射功率密度22/4ttPPDW mR= 2.16 其中，tP单位为瓦，R单位为米。在距离R处由单位增益天线接收到的功率可根据天线增益公式求得， 32241eAG= 求解上式得出单位增益天线的有效面积为， 24euA= 2.18 这是在单位增益天线处，半径为R的球面上的部分面积，因,而单位增益系统接收到的功率为， rteuPPD A= 2.19 其中，rP=单位为瓦的接收功率， tPD=发射功率密度（2/W m） ， euA=单位增益天线有效面积（2m） 。 将2.16和2.18代入2

29、.19式得， 222()444trtPPPRR= 空间损耗通常用分贝表示， 空间损耗4()RdB1020log 空间损耗比和空间损耗值都比效大。例如，从同步轨道到地面轨道站的距离为35,860Rkm=，使用频率为4GHz，其空间损耗为， 空间损耗比7221944(3.14)(3.586 10 )()()3.61 100.075R= 这就意味着，假定卫星使用单位增益天线，卫星接收到的功率只有191/(3.6 10 )倍的发射机EIRP功率。此空间损耗的分贝值为： 33 空间损耗191010log (3.61 10 )196dB= 34 图2.13 地面站/G T参数 35 图2.14 晴朗天气下

30、的空间噪声温度 2.4 信噪比与通信系统指标 2.4.1 地面站2.4 信噪比与通信系统指标 2.4.1 地面站GT增益 增益 在卫星链路上最弱的信号部分通常出现的下行链路上。如图2.11所示，地面接收到的信号大约为1710W。在这时，噪声系数的影响特别大。 GT参数是用来度量地面站接收噪声中信号的能力。G为式2.14的天线增益，T为有效温度，用来描述接收到的总噪声温度。 接收机带宽为()nB Hz在温度T（绝对温度）时产生的资用热噪声功率为nP nnPkTB= W 36其中k为波尔兹曼常数（Boltzmanns constant231.38 10=/degJ） ，在大多数装有窄带中频滤波器的

31、兼收机中，其噪声带宽等于3dB接收机带宽。若290TK=，这时对于华氏温度62F，因数kT为214 10/W Hz带宽。 注：绝对温度K=摄氏温度273C+，因而，290 K对应于29027317 C=。 2.4.2 接收机噪声系数 2.4.2 接收机噪声系数 任何接收机都在理想接收机（工作在标准温度，0290TTK=）的基础上加上附加噪声。非理想接收机噪声与理想接收机噪声之比称为噪声系数。 0inrNkTB Gn实际接收机噪声F噪声系数理想接收机噪声 其中，0N=实际接收机输出噪声 rG=接收机增益 iT=等效输入噪声温度 利用rG（0iSS输出信号功率输入信号功率 ）和iN（inkTB输入

32、噪声功率） ，将上边公式重新写成相类似的另一种形式， /iinooSNFSN= 因而噪声系数可以解释为信噪比通过接收机的下降。 接收机噪声系数nF可以利用参考标准温度0290TK=与等效噪声温度相联系： 3700neqT FTT=+ 或写成 0(1)eqrcvrnTTT F= 在这分工中，nF必须表示为比值而不是分贝数。在本书中，若nF以分贝数表示则称为噪声系数（noise figure） 。 2.4.3 其它对2.4.3 其它对T的贡献 的贡献 图2.13给出了其它几种对T参数贡献的部分，包括馈源喇叭损耗、天线到接收机传输线损耗、以及天线傍瓣进入的噪声的有效损耗这两部分， 波导和馈源喇叭噪声

33、温度01LTL= 天线傍瓣噪声ATL= 有时，还要考虑微波在对流层和电离层传播中引入的噪声。 2.4.4 等效噪声温度 2.4.4 等效噪声温度 总的等效噪声温度是所有等效噪声温度部分之和，即， 01()ATTTTTLTTKLL=+=+馈源损耗天线傍瓣接收机接收机 波导和馈源喇叭的损耗与前面讲过的发射机一样在相同的量级，典型值为12dB。 天线边瓣和天线所指向的大气背景噪声所引入的噪声温度更难以估计。 这后一指标义空间噪声温度。 这一部分的典型值是10， 在当天线仰角超过地平面10 38或15时这个值还要减小。空间噪声温度的分布如图2.14所示。 2.4.5 信噪比 2.4.5 信噪比 这部分

34、是计算信噪比以估计信号质量。信噪比的测量是在如图2.13所示的基带放大器输出端进行的。 ()()()anEIRP GSNkTB=卫星空间损耗比 其中，afNGT=信号功率噪声功率接收天线增益有效噪声温度 其它参数在前面已经定义了。注意到aG不是卫星天线的增益，因为那个增益已包含在卫星天线的EIRP中了。 图2.11的数据，对接收机和天线的计算可以用来计算前面已给出的电视/S N。 例2.1设卫星EIRP为300W，610aG=，空间损耗为93.61 10（由前面计算得出） ，600TK=，且噪声带宽为64.5 10Hz，这样的带宽确保能接收到整个带宽的信号。用上式计算， /22323.5S N

35、dB= 在这种情况下，大多数观看者都认为信号差。 2.4.6 2.4.6 SN、C N和和0/bEN的关系 的关系 信噪比（SN）通常表示解调后信号功率与噪声功率比（测试点在图2.13 39的视频输出点上） 。载波噪声比（C N）是表示天线终端接收机之前加入的影响信息的噪声。这两个值都与信号和接收机的带宽相关，因为要求相同的带宽以将信号传送到解调器上。 当链路方程写为0/bEN，这时就不再需要带宽来计算了，因为0N是以单位赫兹的噪声密度来表示的（噪声功率赫兹） 。这是在计算数据通信链路中的误码率的方便术语。 2.5 通信天线指标的框算 2.5.1 2.5 通信天线指标的框算 2.5.1 EIR

36、P的计算 的计算 /S N可以用来估计在给定数据通道误码率下所要求的EIRP。 比如说，NASA的跟踪与数据中继通信卫星系统（TDRSS） ，S通带（约2GHz）单用户线路由两部分组成：用户TDRS和TDRS地面线路。在这一系统中，用户是非地球同步轨道上的其它轨道卫星。由于两个之间接力传送，进入用户TDRS线路的噪声就加到TDRS地面线路又发射出去。在这里讨论/S N的分布超出了本书的范围，在可接受的误码率下，其结果为， /13.3/21.7/12.7userTDRSS NdBTDRSgroundS NdBoverallS NdB= S频段线路工作在TDRS和其中一个用户（比如说太空望远镜）

37、，2.2555GHz BPSK信号最大作用距离为44.3 10 km。TDRS的带宽为18.4MHz，在TDRS上的S频段接收天线是4.9m直径，空间损耗为， 221944()()1.64 10RRfSLRc= 对应于192.2 dB。 卫星接收机的/G T为8.57 dB（对应比值为7.19） ，也就是/7.19G T=。假 40定4.9米直径天线增益是 224()7400aAdfGc= 对应于38.7 dB，卫星接收机的噪声温度为 /7.191030TGK= 噪声温度升高的原因：温暖的地球（黑体辐射）在天线视野内；天线到接收机输入端的传输损耗；接收机本身的噪声。 /G T也可以直接用于这一

38、链路方程，但最好分别来看这两个参数。 由于在线路中需要13.3dB（比值为21.4）的/S N，将这一值代入公式2.33 192371( /)()( /)(21.4)(1.64 10 )(1.38 10)(1.84 10 )(7.19)12400naEIRPS NSLR kB T GW= 对应于40.9 dBW。 在太空望远镜上的S波段天线直径为1.07m，最后求得天线的增益为， 2()400(26)tdfGdBc= 所需要的发射功率为 /31tEIRP GW= 从而能够获得在链路允许下的最大数率时可接受的误码率。 因为太空望远镜需要较低的数率而同时使用很窄的带宽，所以可以采用较小的EIRP以

39、维持卫星和地面站的/S N。 412.5.2 实际链路计算 2.5.2 实际链路计算 以上介绍的链路框算所考虑的问题是相对于实际系统设计所考虑因素的简化方法。 在表2.2中给出了一个工作于12.1/1.42GHz的电视链路通信技术卫星的实际链路计算。 42 表2.2 典型通信技术卫星链路框算 43 表2.2 续 2.6 移动通信系统 2.6 移动通信系统 44 参考文献 参考文献 1 Edward A. Wolff, Roger Kaul, Microwave Engineering and systems Applications, John Wiley & Sons, Inc. 1988

40、2 Robert. E. Collin, Foundations for Microwave Engineering, Second Edition, McCraw-Hill, Inc. 1992 3 Wayne Tomasi, Electronic Communications Systems, Fundamentals Through Advanced, Third Edition, Prentice Hall，1998 4 Andreas F. Molisch, Wideband Wireless Digital Communications, 5 Peter Bacon, CDMA -

41、 Myth or Reality, Local Loop Fixed Radio Access, IEE Colloquium，1995 6 G. David Forney, JR., et al., Efficient Modulation for Band-limited Channels, IEEE on Selected Areas in Communications, vol. SAC-2, no. 5, September 1984, pp. 632-647 7 Agilent Digital Modulation in Communications Systems An Introduction, Application Note 1298