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1、第9章 波形产生与变换电路 9.1 正弦波振荡电路 9.2 非正弦波发生电路 正弦波发生电路能产生正弦波输出，它是在放大电路的基础上加上正反馈而形成的，它是各类波形发生器和信号源的核心电路。正弦波发生电路也称为正弦波振荡电路或正弦波振荡器。 9.1.1 产生正弦波的条件 9.1.2 RC正弦波振荡电路 9.1.3 LC正弦波振荡电路9.1.1 产生正弦波的条件一、 正弦波发生电路的组成二、 产生正弦波的条件三、 起振条件和稳幅原理一、正弦波发生电路的组成 为了产生正弦波，必须在放大电路里加入正反馈，因此放大电路和正反馈网络是振荡电路的最主要部分。但是，这样两部分构成的振荡器一般得不到正弦波，这
2、是由于很难控制正反馈的量。 如果正反馈量大，则增幅，输出幅度越来越大，最后由三极管的非线性限幅，这必然产生非线性失真。 反之，如果正反馈量不足，则减幅，可能停振，为此振荡电路要有一个稳幅电路。 为了获得单一频率的正弦波输出，应该有选频网络，选频网络往往和正反馈网络或放大电路合而为一。选频网络由R、C和L、C等电抗性元件组成。正弦波振荡器的名称一般由选频网络来命名。正弦波发生电路的组成 放大电路 正反馈网络 选频网络 稳幅电路二、 产生正弦波的条件 产生正弦波的条件与负反馈放大电路产生自激的条件十分类似。只不过负反馈放大电路中是由于信号频率达到了通频带的两端，产生了足够的附加相移，从而使负反馈变
3、成了正反馈。在振荡电路中加的就是正反馈，振荡建立后只是一种频率的信号，无所谓附加相移。 振荡条件 幅度平衡条件 相位平衡条件 AF = A+ F= 2n(a) 负反馈放大电路 (b) 正反馈振荡电路 图11.01 振荡器的方框图 比较图11.01(a) 和 (b)就可以明显地看出负反馈放大电路和正反馈振荡电路的区别了。由于振荡电路的输入信号 ，所以 。由于正、负号的改变 振荡器在刚刚起振时，为了克服电路中的损耗，需要正反馈强一些，即要求这称为起振条件。三、 起振条件和稳幅原理 既然 ，起振后就要产生增幅振荡，需要靠三极管大信号运用时的非线性特性去限制幅度的增加，这样电路必然产生失真。这就要靠选
4、频网络的作用，选出失真波形的基波分量作为输出信号，以获得正弦波输出。 也可以在反馈网络中加入非线性稳幅也可以在反馈网络中加入非线性稳幅环节，用以调节放大电路的增益，从而达环节，用以调节放大电路的增益，从而达到稳幅的目的。这在下面具体的振荡电路到稳幅的目的。这在下面具体的振荡电路中加以介绍。中加以介绍。9.1.2 RC正弦波振荡电路一、 RC网络的频率响应二、 RC文氏桥振荡器一、 RC网络的频率响应 RC串并联网络的电路如图11.02(a) 所示。RC串联臂的阻抗用Z1表示，RC并联臂的阻抗用Z2表示。其频率响应如下:图11.02(a) RC串并联网络1)122Cw1RCR1j()1 (212
5、1CRCRw-+=R/j+)Cj/1 (2122221112RCCRCRRRww+=)j1()Cj/1 (222112RCRRRww+=谐振频率为: f0=当R1 = R2，C1 = C2时，谐振角频率和谐振频率分别为:)j1/(+)Cj/1 ()j1/(22211222212CRRRCRRZZZwww+=+=幅频特性:相频特性: 当 f=f0 时的反馈系数 ,且与频率f0的大小无关。此时的相角 F=0。即改变频率不会影响反馈系数和相角，在调节谐振频率的过程中，不会停振，也不会使输出幅度改变。有关曲线见图11.02(b)。图11.02(b) RC串并联网络的频率特性曲线二、 RC文氏桥振荡电路
6、 (1) RC文氏桥振荡电路的构成文氏桥振荡电路的构成 RC文氏桥振荡电路如图文氏桥振荡电路如图11.03所示，所示，RC 串串并联网络是正反馈网络，另外还增加了并联网络是正反馈网络，另外还增加了R3和和R4负反馈网络。负反馈网络。 C1、R1和C2、R2正反馈支路与R3、R4负反馈支路正好构成一个桥路，称为文氏桥。图11.03 RC文氏桥振荡电路当C1 =C2、R1 =R2时: 为满足振荡的幅度条件 =1，所以Af3。加入R3、R4支路，构成串联电压负反馈。F=0 (2) RC文氏桥振荡电路的稳幅过程 RC文氏桥振荡 电路的稳幅作用是 靠热敏电阻R4实现 的。R4是正温度系数热敏电阻，当输出
7、电压升高，R4上所加的电压升高，即温度升高，R4的阻值增加，负反馈增强，输出幅度下降。反之输出幅度增加。若热敏电阻是负温度系数，应放置在R3的位置。见图11.03。 (a) 稳幅电路 (b) 稳幅原理图 图11.04 反并联二极管的稳幅电路 采用反并联二极管的稳幅电路如图11.04所示。电路的电压增益为 式中 Rp是电位器上半部的电阻值，Rp是电位器下半部的电阻值。R3= R3 / RD，RD是并联二极管的等效平均电阻值。 当Vo大时，二极管支路的交流电流较大，RD较小，Avf较小，于是Vo下降。由图(b)可看出二极管工作在C、D点所对应的等效电阻，小于工作在A、B点所对应的等效电阻，所以输出
8、幅度小。 二极管工作在A、B点，电路的增益较大，引起增幅过程。当输出幅度大到一定程度，增益下降，最后达到稳定幅度的目的。9.1.3 LC正弦波振荡电路 LC正弦波振荡电路的构成与RC正弦波振荡电路相似，包括有放大电路、正反馈网络、选频网络和稳幅电路。这里的选频网络是由LC并联谐振电路构成，正反馈网络因不同类型的LC正弦波振荡电路而有所不同。 一、LC并联谐振电路的频率响应 二、变压器反馈LC振荡器 三、电感三点式LC振荡器一、一、LC并联谐振电路的频率响应并联谐振电路的频率响应 LC并联谐振电路如图11.05（a）所示。显然输出电压是频率的函数： 输入信号频率过高，电容的旁路作用加强，输出减小
9、；反之频率太低，电感将短路输出。并联谐振曲线如图11.05（b）所示。 （a）LC并联谐振电路图11.05 LC并联谐振电路与并联谐振曲线 （b）并联谐振曲线谐振时谐振频率 谐振时电感支路电流或电容支路电流与总电流之比，称为并联谐振电路的品质因数 考虑电感支路的损耗，用R表示，如图11.06所示。 图11.06 有损耗的谐振电路 对于图11.05(b)的谐振曲线，Q值大的曲线较陡较窄，图中Q1Q2。并联谐振电路的谐振阻抗谐振时LC并联谐振电路相当一个电阻。二、变压器反馈二、变压器反馈LC振荡电路振荡电路图11.07变压器反馈LC振荡电路变压器反馈LC振荡电路如图11.07所示。 LC并联谐振电
10、路作为三极管的负载，反馈线圈L2与电感线圈相耦合,将反馈信号送入三极管的输入回路。交换反馈线圈的两个线头，可使反馈极性发生变化。调整反馈线圈的匝数可以改变反馈信号的强度，以使正反馈的幅度条件得以满足。 有关同名端的极性请参阅图11.08。 图11.08 同名端的极性 变压器反馈LC振荡电路的振荡频率与并联LC谐振电路相同，为三、电感三点式LC振荡器 图11.09 为电感三点式LC振荡电路。电感线圈L1和L2是一个线圈，2点是中间抽头。如果设某个瞬间集电极电流减小，线圈上的瞬时极性如图所示。反馈到发射极的极性对地为正，图中三极管是共基极接法，所以使发射结的净输入减小，集电极电流减小，符合正反馈的
11、相位条件。 图11.09 电感三点式LC振荡器（CB） 图11.10电感三点式LC振荡器（CE）图11.10 为另一种电感三点式LC振荡电路。 分析三点式LC振荡电路常用如下方法，将谐振回路的阻抗折算到三极管的各个电极之间，有Zbe、Zce、Zcb ,如图11.11所示。 图11.11 三点式振荡器 对于图11.09 Zbe是L2、 Zce是L1、 Zcb是C。可以证明若满足相位平衡条件， Zbe和Zce必须同性质，即同为电容或同为电感，且与Zcb性质相反。四、电容三点式LC振荡电路 与电感三点式LC振荡电路类似的有电容三点式LC振荡电路，见图11.12。（a）CB组态 （b）CE组态图11.
12、12 电容三点式LC振荡电路例11.1：图11.13为一个三点式振荡电路 试判断是否满足相位平衡条件。 (a) (b) 图11.13 例题11.1的电路图五、石英晶体LC振荡电路 利用石英晶体的高品质因数的特点，构成LC振荡电路，如图11.14所示。 (a)串联型 f0 =fs （b）并联型 fs f0fp 图11.14 石英晶体振荡电路 石英晶体的阻抗频率特性曲线见图11.15,图11.15 石英晶体的电抗曲线它有一个串联谐振频率fs,一个并联谐振频率 fp，二者十分接近。 对于图对于图11.15(11.15(a)a)的电路与电感三点式振的电路与电感三点式振荡电路相似。要使反馈信号能传递到发
13、射极，荡电路相似。要使反馈信号能传递到发射极，为此石英晶体应处于串联谐振点，此时晶体为此石英晶体应处于串联谐振点，此时晶体的阻抗接近为零。的阻抗接近为零。 对于图对于图11.14(11.14(b)b)的电路，满足正反馈的的电路，满足正反馈的条件，为此，石英晶体必须呈电感性才能形条件，为此，石英晶体必须呈电感性才能形成成LC并联谐振并联谐振回路，产生振荡。由于石英晶回路，产生振荡。由于石英晶体的体的Q值很高，可达到几千以上，所示电路可值很高，可达到几千以上，所示电路可以获得很高的振荡频率稳定性。以获得很高的振荡频率稳定性。9.2 非正弦波发生电路 9.2.1 比较器 9.2.2 非正弦波发生电路
14、9.2.1 比较器一、固定幅度比较器一、固定幅度比较器二、滞回比较器二、滞回比较器三、窗口比较器三、窗口比较器四、比较器的应用四、比较器的应用 比较器是将一个模拟电压信号与一个基准电压相比较的电路。 常用的幅度比较电路有电压幅度比较器、窗口比较器和具有滞回特性的比较器。这些比较器的阈值是固定的，有的只有一个阈值，有的具有两个阈值。 一、固定幅度比较器一、固定幅度比较器 (1) 过零比较器和电压幅度比较器 过零电压比较器是典型的幅度比较电路，它的电路图和传输特性曲线如图14.01所示。(a)(b) 图14.01 过零电压比较器(a)电路图(b)传输特性曲线 将过零电压比较器的一个输入端从接地改接
15、到一个电压值VREF 上 , 就得到电压幅度比较器，它的电路图和传输特性曲线如图14.02所示。 图14.02 固定电压比较器(a)电路图(b)传输特性曲线(2)比较器的基本特点工作在开环或正反馈状态。开关特性，因开环增益很大，比较器的输出只有高电平和低电平两个稳定状态。非线性，因大幅度工作，输出和输入不成线性关系。二、二、 滞回比较器滞回比较器 从输出引一个电阻分压支路到同相输入端，电路如图14.03(a)所示。当输入电压vI从零逐渐增大，且 时， ， 称为上限阈值(触发)电平。当输入电压 时， ， 此时触发电平变为 ， 称为下限阈值(触发)电平。图14.03(a)滞回比较 器电路图 当 逐
16、渐减小，且 以前， 始终等于 ，因此出现如图14.03(b)所示的滞回特性曲线。回差电压 ：图14.03滞回比较电路 的传输特性三、窗口比较器三、窗口比较器 窗口比较器的电路如图14.04所示。电路由两个幅度比较器和一些二极管与电阻构成。设R1 =R2，则有： 图14.04 窗口比较器 窗口比较器的电压传 输特性如下页 图 14.05所示。 当vIVH时，vO1为高电平，D3导通；vO2为低电平, D4截止，vO= vO1。 当vI VL时，vO2为高电平，D4导通；vO1为低电平，D3截止，vO= vO2。 当VH vI VL时，vO1为低电平，vO2为低电平，D3、D4截止，vO为 低电平
17、。 图14.05 窗口比较器的传输特性 信号的电位水平高于某规定值VH的情况，相当比较电路正饱和输出。 信号的电位水平低于某规定值VL的情况，相当比较电路负饱和输出。 该比较器有两个阈值，传输特性曲线呈窗口状，故称为窗口比较器。四、比较器的应用四、比较器的应用 比较器主要用来对输入波形进行整形，可以将不规则的输入波形整形为方波输出,其原理图如图14.06所示。(a) 正弦波变换为矩形波 (b) 有干扰正弦波变换为方波 图14.06 用比较器实现波形变换一、方波发生电路二、三角波发生电路三、锯齿波发生电路 9.2.2 非正弦波发生电路 一、方波发生电路一、方波发生电路 方波发生电路是由滞回比较电
18、路和RC定时电路构成的，电路如图14.07所示。(1)工作原理电源刚接通时, 设 电容C充电， 升高。参阅图14.08。图14.07 方波发生器 当 时， ，所以 电容C放电， 下降。 当 ，时，返回初态。 方波周期用过渡过程公式可以方便地求出 图14.08 方波发生器波形图(2)占空比可调的矩形波电路 显然为了改变输出方波的占空比，应改变电容器C的充电和放电时间常数。占空比可调的矩形波电路见图14.09。 C充电时，充电电流经电位器的上半部、二极管D1、Rf； C放电时，放电电流经Rf、二极管D2、电位器的下半部。 图14.09 占空比可调方波发生电路 占空比为： 其中， 是电位器中点到上端
19、电阻， 是二极管D1的导通电阻。 其中， 是二极管D2的导通电阻。即改变 的中点位置，占空比就可改变。 图14.08 方波发生器波形图二、二、 三角波发生器 三角波发生器的电路如图14.10所示。它是由滞回比较器和积分器闭环组合而成的。积分器的输出反馈给滞回比较器，作为滞回比较器的 。1.当vO1=+VZ时,则电容C 充电, 同时vO按线性逐 渐下降，当使A1的VP 略低于VN 时，vO1 从 +VZ跳变为-VZ。波形 图参阅图14.11。 图14.10 三角波发生器2. 在vO1=-VZ后，电容C开 始放电，vO按线性上升， 当使A1的VP略大于零时， vO1从-VZ跳变为+ VZ ， 如此周而复始，产生振 荡。vO的上升时间和下降 时间相等，斜率绝对值 也相等，故vO为三角波。图14.11 三角波发生器的波形输出峰值振荡周期： 三、锯齿波发生器 锯齿波发生器的电路如图14.12所示。显然，为了获得锯齿波，应改变积分器的充放电时间常数。图中的二极管D和R将使充电时间常数减为(RR)C，而放电时间常数仍为RC。 图14.12 锯齿波发生器电路图 锯齿波电路的输出波形图如图14.13所示。 图14.13 锯齿波发生器的波形 锯齿波周期可以根据时间常数和锯齿波的幅值求得。锯齿波的幅值为： vo1m=|Vz|= vomR2/R1 vom= |Vz| R1/R2于是有
