《第2章射频小信号放大器电路》由会员分享，可在线阅读，更多相关《第2章射频小信号放大器电路（121页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、第2章 射频小信号放大器电路n2.1 射频小信号放大器的特点和主要技术指标射频小信号放大器的特点和主要技术指标n2.1.1 射频小信号放大器的特点n2.1.2 射频小信号放大器的主要技术指标n2.2 射频小信号调谐放大器电路射频小信号调谐放大器电路n2.2.1 LC调谐回路n2.2.2 单级单调谐放大电路n2.2.3 调谐放大器的级联n2.2.4 调谐频率相同的多级调谐放大器n2.2.5 参差调谐放大器n2.3 宽频带放大器宽频带放大器n2.3.1 宽频带放大器的特点n2.3.2 宽频带放大器电路n2.4 集中选频放大器集中选频放大器n2.4.1 集中选频放大器的特点n2.4.2 集中滤波器元
2、件n2.5 射频小信号放大器电路实例射频小信号放大器电路实例n2.5.1 DC3.5GHz宽带放大器电路n2.5.2 DC6GHz宽带放大器电路n2.5.3 2.2GHz RF/IF差分放大器电路n2.5.4 GPS接收机LNA电路n思考题与习题2.1.1 射频小信号放大器的特点n在无线通信系统中，到达接收机的射频信号电平多在微伏数量级。因此，需要将微弱的射频信号进行放大。射频小信号放大器电路是无线通信接收机的重要组成部分。n在多数情况下，信号不是单一频率的，而是占有一定频谱宽度的频带信号。另外，在同一信道中，可能同时存在许多偏离有用信号频率的各种干扰信号，因此射频小信号放大电路除有放大功能外
3、，还必须具有选频功能。n射频小信号放大器电路分为窄频带放大电路和宽频带放大电路两大类。n窄频带放大电路可对中心频率在几百千赫兹到几百兆赫兹(甚至几吉赫兹)、频带宽度在几千赫兹到几十兆赫兹内的微弱信号进行不失真的放大，故不仅需要一定的电压增益，而且需要选频能力。n窄频带放大电路由双极型晶体管、场效应管或射频集成电路等有源器件提供电压增益，由LC谐振回路、陶瓷滤波器、石英晶体滤波器或声表面波滤波器等器件实现选频功能。n宽频带放大电路对几兆赫兹至几百兆赫兹(甚至几吉赫兹)的较宽频带内的微弱信号进行不失真的放大，故要求放大电路具有很低的下限截止频率(有些要求到零频即直流)和很高的上限截止频率。n宽频带
4、放大电路也是由晶体管、场效应管或集成电路提供电压增益。为了展宽工作频带，不但要求有源器件具有好的高频特性，而且在电路结构上也会采取一些改进措施，例如采用共射共基组合电路和负反馈。n射频小信号选频放大器的方框图如图2.1所示，由有源放大器件和无源选频网络组成。n有源放大器件可以是晶体管、场效应管或射频集成电路，无源选频网络可以是LC谐振回路，或者是声表面波滤波器、陶瓷滤波器、晶体滤波器。n不同的组合方法，构成了各种各样的电路形式。按谐振回路区分，有源放大器件有单调谐放大器、双调谐放大器和参差调谐放大器；n按晶体管连接方法区分，有源放大器件有共基极、共集电极、共发射极单调谐放大器等。图21射频小信
5、号选频放大器的方框图2.1.2 射频小信号放大器的主要技术指标n对于射频小信号放大器，要求具有低的噪声系数、足够的线性范围、合适的增益、输入/输出阻抗的匹配、输入/输出之间良好的隔离。n在移动通信设备中，还要求具有低的工作电源电压和低的功率消耗。n特别要强调的是，所有这些指标都是互相联系的，甚至是矛盾的，在设计中如何采用折中的原则，兼顾各项指标，是很重要的。n1增益n增益表示放大器对有用信号的放大能力，定义为放大器的输出信号与输入信号的比值。对于选频放大器电路，通常用在中心频率f0(或者0)上的电压增益和功率增益这两种方法来表示：n电压增益见(2.1.1)n功率增益 (2.1.2)n式中，uo
6、、ui分别为放大器中心频率上输出、输入电压的有效值；Po、Pi分别为放大器中心频率上的输出、输入功率，单位为dB。n射频小信号放大器电路的增益要适中，过大会使下级混频器的输入太大，产生失真；太小则不利于抑制后面各级的噪声对系统的影响。n射频小信号放大器电路的增益与器件的技术特性、工作状态和负载有关，需要选择合适的工作频率、电流偏置、输入/输出匹配网络。一般要求电路的增益是可控制的，通过改变放大器的工作点、改变放大器的负反馈量、改变放大器谐振回路的Q值等参数，可以控制电路的增益，通常采用自动增益控制电路实现。n2通频带n通频带定义为放大器的增益下降3dB时的上限截止频率与下限截止频率之差，即放大
7、器电路电压增益频率响应特性由最大值下降3dB时，所对应的频带宽度，通常以BW0.7表示，如图2.2所示。n3选择性n选择性表示放大器对通频带以外的干扰信号的滤除能力，即指对通频带之外干扰信号的衰减抑制能力。n选择性有两种描述方法：一是用矩形系数来说明邻近信道选择性的好坏；二是用抑制比(或称抗拒比)来说明对带外某一特定干扰频率fN信号的抑制能力的大小。n矩形系数用K0.1来表示，定义为nK0.1=BW0.1/BW0.7 (2.1.3)n式中，BW0.1是增益下降到最大值的0.1倍时的频带宽度；BW0.1和BW0.7之间的频率范围称为过渡带；K0.1间接反映了过渡带与通频带的频宽比，K0.1越小，
8、过渡带越窄，选择性越好。理想情况下的K0.1等于1，实际的K0.1总是大于1。n在工程中，放大器的带宽范围往往被通信系统预先确定。因此，对于满足带宽要求的选频放大电路来说，可以采用S参数的方法来表示图2.2b的选择性。S参数定义为：过渡带内某特定频率条件下的增益A(1)与通频带内的最大增益A0的比值，即nS=A(1)/A0 (2.1.4)n显然，S值越小的电路，选择性越好。若选用谐振回路作为选频电路时，过渡带的宽窄与谐振回路Q值有直接的关系，Q值越大过渡带越小，电路的选择性越好。放大电路的通频带与选择性是相互制约的，即通频带大时，必然使选择性差。n4线性范围n线性范围主要由1dB压缩点和三阶互
9、调截点IP3来度量。在射频小信号放大器电路中，器件的跨导随输入n信号幅度的增加而减少，此现象称为增益压缩。对应于输入信号幅度值Uin，增益比线性放大n增益下降1dB的那一点称为1dB压缩点，如图2.3所示。1dB压缩点常用来度量放大器的线性特性。图2.3 放大器的1dB压缩点n当两个频率接近的信号输入到射频小信号放大器时，由于器件的非线性，会产生许多组合频率分量，这些组合频率分量有可能落在放大器频带内，即在放大器频带内的频率分量除了基波外，还可能有组合频率分量产生。这些组合频率分量形成对有用信号的干扰。这种干扰并不是由两输入信号的谐波产生，而是由这两个输入信号的相互调制(相乘)引起的，所以称为
10、互调(Intermodulation，IM)失真。n由非线性器件的三次方项引起的互调失真称为三阶互调失真，由五次方项引起的互调失真称为五阶互调失真。n可以在互调失真比和三阶互调截点两个指标中，选一个来衡量放大器的互调失真程度。n通常用“三阶互调截点IP3”(Thirdorder intercept point)来说明三阶互调失真的程度。三阶互调截点IP3定义为三阶互调功率达到和基波功率相等的点，此点所对应的输入功率表示为IIP3，此点对应的输出功率表示为OIP3(一般在放大器中常用OIP3作为参考，在混频器中常用IIP3作为参考)。n输出有用功率Po与输入功率Pi成正比，而三阶互调输出功率与输
11、入功率Pi的三次方成正比。三阶互调截点IP3示意图如图2.4a所示，它们的相交点即为三阶截点IP3。用对数坐标方程表示为nPo1(dB)=10lgGP1+10lgPinPo3(dB)=10lgGP3+30lgPi (2.1.7)n式中，GP1为放大器的功率增益；Pi为放大器的输入功率；GP3为放大器的三阶互调功率增益；Po1为基波功率；Po3为三阶互调功率。n在以对数形式表示的坐标上，它们是两条直线，如图2.4b所示，图中分别标出了IIP3和OIP3的值。图2.4 三阶互调截点IP3示意图n在讨论射频小信号放大器电路中的线性范围时，要注意三个问题：一是线性范围和器件有关，由于场效应管是平方律特
12、性，因此它的线性要比双极型晶体管好；二是和电路结构有关，例如加负反馈、单管放大改为差分放大等，均能改善线性范围；三是输入端的阻抗匹配网络也会影响放大器的线性范围。n射频小信号放大器电路与其信号源的匹配是很重要的。放大器与信号源的匹配有两种方式：一是以获得噪声系数最小为目的的噪声匹配，二是以获得最大功率传输和最小反射损耗为目的的共轭匹配。一般来说，力求两种匹配接近。匹配网络可以用纯电阻网络，也可以用电抗网络。电阻匹配网络适合于宽带放大，但它们要消耗功率，并增加噪声。采用无损耗的电抗匹配网络不会增加噪声，但只适合窄带放大。n5隔离度和稳定性n增大射频小信号放大器的反向隔离，可以减少本振信号从混频器
13、向天线的泄漏程度。同时，射频小信号放大器的反向隔离度好，可减少输出负载变化对输入阻抗的影响，简化其输入、输出端的匹配网络的调试。n引起反向传输的原因在于器件各极间的极间电容及电路中寄生参数的影响，它们也是造成放大器不稳定的原因。例如在某些频率点上，由于源阻抗和负载阻抗的不恰当组合，变成正反馈，引起不稳定，甚至振荡。放大器的稳定性是随着反向传输的减少，即隔离性能的增加而改善的。n当放大电路的工作状态(如偏置)、交流参数，以及其他电路元件参数发生变化时，放大器的主要性能指标会发生变化，造成不稳定现象。不稳定现象表现在增益变化、中心频率偏移、通频带变窄、谐振曲线变形等。不稳定状态的极端情况是放大器自
14、激振荡，可致使放大器完全不能工作。n一般来说，可以采用稳定工作点、限制放大器的增益、选择内反馈小的放大元器件等方法来解决稳定性问题。寄生反馈是引起不稳定的主要原因，必须尽力找出寄生反馈的途径，力图消除一切可能产生反馈的因素。n6噪声系数n射频小信号放大器的输出噪声来源于输入端和放大电路本身。噪声系数是用来描述放大器本身产生噪声电平大小的一个参数。放大器本身产生噪声电平的大小对所传输的信号，特别是对微弱信号的影响是较大的。为减小放大器电路的内部噪声，在设计与制作放大器电路时，应采用低噪声放大元器件，以及正确选择工作状态和适当的电路结构。n射频小信号放大器的主要技术指标在相互之间既有联系又有矛盾，
15、例如增益和稳定性，通频带和选择性等，需根据实际情况决定主次，对电路进行合理设计与调整。2.2 射频小信号调谐放大器电路2.2.1 LC谐振回路n1电感(器)的射频特性n在射频频段，集总电感和集总电容的特性是不具有“纯”的电感和电容的性质，这是在射频电路设计、模拟和布线过程中必须注意的。n一个电感器的高频等效电路如图2.5所示，图中，电容Cs为等效分布电容，Rs为等效电感线圈电阻。从图2.5可见，分布电容Cs与电感线圈并联，这也意味着，一定存在着某一频率，在该频率点线圈电感和分布电容产生并联谐振，使阻抗迅速增加。通常称这一谐振频率点为电感器的自谐振频率(Self Resonant Frequen
16、cy,SRF)。当频率超过谐振频率点时，分布电容Cs的影响将成为主要因素。n线圈电阻的影响通常用品质因数Q来表示nQ=X/Rs (2.2.1)n式中，X是电抗；Rs是线圈的串联电阻。品质因数表征无源电路的电阻损耗，通常希望得到尽可能高的品质因数。图2.5 一个电感器的高频等效电路n目前片式电感器也在射频电路中被广泛使用。片式电感器有绕线型片式电感器、陶瓷叠层片式电感器、多层铁氧体片式电感器、片式磁珠等多种形式。例如，一种FHW系列的绕线型片式电感器尺寸有0603、0805、1008、1210、1812形式，电感范围为3.3100000nH，0603的封装尺寸为1.70mm(长)1.16mm(宽
17、)1.02mm(高)。n2电容(器)的射频特性n一个电容器的高频等效电路如图2.6所示，图中，电感L等效为引线电感，电阻Rs表示引线导体损耗，电阻Re表示介质损耗。由图2.6可见，电容器的引线电感将随着频率的升高而改变电容器的特性。如果引线电感与实际电容器的电容谐振，将会产生串联谐振，使总电抗趋向为0。由于这个串联谐振产生一个很小的串联阻抗，所以非常适合在射频电路的耦合和去耦电路中应用。然而，当电路的工作频率高于串联谐振频率时，该电容器将表现为电感性而不是电容性。n片式电容器有高频用(高Q)多层陶瓷片式电容器、X7R介质片式电容器、NPO介质片式电容器、Y5V介质片式电容器、固体钽质片式电容器
18、等多种形式。目前，多层陶瓷片式电容器在射频电路中广泛使用，它们可用于射频电路中的各个部分，使用频率可以高达15GHz。例如一种型号为CDR系列的片式电容器，最小封装尺寸仅为2.00mm(长)1.25mm(宽)1.30mm(高)，电容值范围为0.1470000pF，电压为100V。图2.6 一个电容器的高频等效电路n3LC并联谐振回路nLC谐振回路由电感和电容组成，按电感、电容与外接信号源连接方式的不同，可分为串联和并联调谐回路两种类型。在调谐放大器中，谐振回路多以并联的方式出现在电路中，下面主要讨论并联谐振回路。n由于谐振回路具有选频性能，在通信系统中，常用做带通滤波器，用来传输或选择已调的高
19、频信号。一个无线电信号占有一定的频带宽度，无线电信号通过谐振回路不失真的条件是：谐振回路的幅频特性是一常数，相频特性正比于角频率。nLC并联谐振回路由电感L、电容C与外接信号源并联而成，如图2.7所示。回路的电容损耗忽略不计，电感线圈的损耗以并联电阻R0的形式出现。图2.7 LC并联谐振回路n(1)LC并联谐振回路的阻抗特性n设外接信号源的角频率为，可求得LC并联谐振回路的等效导纳如(2.2.2)所示。n其中，电导见(2.2.3) 。n写成指数形式见(2.2.4)。n其中，等效导纳的模为 (2.2.5)所示。n导纳角为(2.2.6)所示。nLC并联谐振回路的阻抗表达形式如(2.2.7)所示。n
20、LC并联谐振回路的阻抗特性曲线如图2.8所示。由图可知，当LC并联谐振回路处于谐振状态，此时，回路导纳最小，阻抗最大，回路呈现为纯电阻。回路谐振时的R0也称为谐振电阻，0称为谐振角频率。当回路谐振时，谐振频率如（2.2.8）所示。n在谐振回路中，回路的谐振特性与回路的品质因数有关。LC并联谐振回路的品质因数是由回路谐振电阻与特性阻抗的比值定义的，即从式(2.2.10)可知，LC并联谐振回路中Q值与回路中的R0、L、C三个元件的参数有关。如图2.8所示，当L和C参数不变时(谐振角频率0不变)，回路的R0越大，Q值越大，阻抗特性曲线越尖锐；反之，R0越小，Q值越小，阻抗特性曲线越平坦。图2.8 L
21、C并联谐振回路的阻抗特性n(2)LC并联谐振回路的选频特性n根据式(2.2.13)、式(2.2.14)，可得到LC并联谐振回路的幅频特性和相频特性曲线，如图2.9所示。由图可见，在谐振点0处，电压幅值最大；当0时，回路呈现感性，电压超前电流一个相角，电压幅值减小；当0时，回路呈现容性，电压滞后电流一个相角，电压幅值也减小。图2.9 LC并联谐振回路的幅频特性和相频特性曲线n4串联谐振回路n串联谐振回路是由电感线圈L、电容器C、外接信号源相互串联而成，电路如图2.10所示。n串联谐振回路适用于信号源内阻等于零或很小的情况(恒压源)，因为如果信号源内阻很大，采用串联谐振回路将严重降低回路的品质因数
22、，使串联谐振回路的通频带过宽，选择性明显变差。所以在调谐放大器中，常采用并联谐振回路作为放大器的负载。图2.10 LC串联谐振回路n在图2.10中，经推导可得，LC串联谐振回路的阻抗为(2.2.15)所示。n谐振角频率为(2.2.16)所示。n品质因数为(2.2.17)所示。n谐振电阻为(2.2.18)所示。n在如图2.10所示的LC串联谐振回路中，信号源为恒压源US，则回路电流IS为(2.2.19)所示。n模为(2.2.20)所示。n相位角为(2.2.21)所示。nLC串联谐振回路的阻抗特性和频率特性曲线如图2.11所示，在谐振点，电流最大，谐振电阻最小。在失谐情况下，当ff0时，阻抗特性呈
23、感性；当ff0，阻抗特性呈容性。n图2.11 LC串联谐振回路的阻抗特性和频率特性曲线n5Q值对LC谐振回路的谐振曲线及通频带的影响n式(2.2.22)中，fff0，为信号频率偏离谐振点的数值，简称为频偏。U/Um为谐振曲线的相对抑制比。n从式(2.2.22)可见，对于同样频偏f，Q越大U/Um值越小，谐振曲线越尖锐，如图2.12a所示。图2.12 Q值对谐振回路的谐振曲线及通频带的影响n在无线通信技术中，通常把Um从1下降到1/2(以dB表示，从0下降到-3dB)处的两个频率f1和f2的范围叫做通频带，以符号BW或2f0.7表示，即回路的通频带为nBW=f2-f1 (2.2.24)n如图2.
24、12b所示。n根据通频带的定义，可求得nBW=f0/Q (2.2.25)n通频带必须满足需要通过的信号频率范围的要求，为了滤除其他频率信号的干扰，在通频带之外，U/Um比值越小越好。n选择性是谐振回路的另一个重要指标，它表示回路对通频带以外干扰信号的抑制能力。通常将某一频率偏差f下的U/Um值记为，称为谐振回路对指定频偏f下的选择性，如(2.2.26)所示。显然，值愈小，选择性愈高。n对于同一谐振回路，提高通频带和改善选择性是矛盾的。Q值越高，选择性越好，但通频带越窄。为了保证较宽的通频带，就得降低选择性的要求，反之亦然。n一个理想的谐振回路，其幅频特性应是一个矩形，在通频带内信号可以无衰减地
25、通过，通频带以外衰减为无限大。实际谐振回路选频性能的好坏，应以其幅频特性接近矩形的程度来衡量。为了便于定量比较，采用矩形系数这一指标。n理想的谐振回路的矩形系数K0.11，但实际谐振回路的矩形系数显然与理想的情况相差甚远。单谐振回路不论Q、f0为多大，其矩形系数为恒定值10，显然它的选频性能不是很理想。n6负载和信号源内阻对谐振回路的影响n在没有接信号源内阻和负载时，回路本身的Q值叫做无载或空载Q值，以QO表示。计入信号源内阻和负载时的Q值，叫做有载Q值，以QL表示。n考虑负载RL和信号源内阻RS的LC并联谐振回路，如图2.13所示。当RS、RL接入回路时，回路的谐振频率不变，可求得回路的品质
26、因数QO与QL的关系式如 (2.2.28)所示。n(2.2.28)式表明，并联回路接入的RS、RL越小，QL较QO下降得越多。QL下降，通频带加宽，选择性变差。图2.13 考虑负载RL和信号源内阻RS的LC并联谐振回路n另外还需要考虑信号源内阻和负载的电抗成分(一般是容性)对谐振回路的影响。考虑信号源输出电容和负载电容的LC并联谐振回路，如图2.14所示。n在图2.14中，CS是信号源输出电容，CL是负载电容，此时回路总电容为nC=CS+C+CL (2.2.29)n在计算中，可直接将CS代入前面的公式。计入CS和CL后，并联谐振回路谐振频率将降低，并且CS 、CL的变化将使回路的频率特性变化。
27、显然C值越大， CS 、 CL变化的影响就越小。在设计LC谐振回路时应考虑这个问题。图214考虑信号源输出电容和负载电容的LC并联谐振回路n7谐振回路的接入方式n在上面的分析中，信号源RS和CS、负载RL和CL都是直接并联在LC谐振回路上的，因此会产生以下问题：n1)RS和 RL使谐振回路的Q值大大下降，使Q值不能满足实际设计要求。n2)信号源和负载电阻常常是不相等的，即阻抗不匹配，当相差较多时，负载上得到的功率可能很小。n3)信号源输出电容CS和负载电容CL会影响回路的谐振频率，CS、CL的变化将使回路的频率特性产生变化。n因此在实际电路中，信号源或负载并不是直接并入谐振回路的两端，而是利用
28、一些简单的阻抗变换电路相连接，把它们折算到回路两端。通过改变电路的参数，就可以达到所要求的谐振回路特性。n(1)互感变压器接入方式n互感变压器接入电路如图2.15所示。变压器的原边线圈就是回路的电感线圈，副边线圈接负载RL。设原边线圈匝数为N1，副边线圈匝数为N2，并且原、副边耦合很紧，损耗很小。根据等效前后负载上得到的功率相等的原则，可得到等效后的负载阻抗RL。n变换后的等效回路如图2.15b所示。此时回路的品质因数如（2.2.34）所示。n若选择N1/N21，则RLRL，说明通过互感变压器接入的方式，可提高回路的QL值。n另外，电路等效后，谐振频率不变。图2.15 互感变压器接入电路n(2
29、)自耦变压器接入n自耦变压器接入电路如图2.16所示。回路总电感为L，电感抽头接负载RL。设电感线圈13端的匝数为N1，抽头23端的匝数为N2。对于自耦变压器来说，等效折算到13端的RL所得功率应与原回路RL得到的功率相等。推导方法与上述互感变压器接入方法一样，可得到等效后的负载阻抗RL如(2.2.36)所示。n由于N1/N21，所以RLRL。例如， RL =1k,（N1/N2）2=4，则RL =4k。此结果表明，如果将1k电阻直接接到13端，对回路影响较大，若接到23端，再折算到13端，就相当于接入一个4k的电阻，它对回路的影响就减弱了。折算后的等效电路如图2.16b所示.n采用自耦变压器接
30、入形式，也可以起到阻抗变换的作用。这种方法的优点是绕制简单，缺点是回路与负载有直流回路。在需要隔直流时，不能用这种回路。图2.16 自耦变压器接入电路n(3)电容抽头接入n电容抽头接入回路如图2.17所示。并联谐振回路电感为L，电容由C1、C2串联组成，负载接在电容抽头23端。为了计算这种回路，需要将负载RL等效折算到13端，变换为标准的并联谐振回路。图2.17 电容抽头接入回路n(4)接入系数的概念n在以上介绍的三种回路接入方式中，负载都不直接接入回路两端，只是与回路中的一部分相接，因此叫部分接入形式。n接入系数表示接入部分所占的比例。对于自耦变压器接入方式来说(见图2.16)，接入系数为n
31、n=N2/N1 (2.2.45)n式(2.2.45)表示全部线圈N1中，N2所占的比例。0n1，调节n可改变折算电阻RL的数值。n越小，RL与回路接入部分越少，对回路影响越小，RL越大。引入接入系数n以后，折算后的阻抗可以写为式(2.2.46)。n电容抽头接入和变压器接入方式与自耦变压器接入方式的接入系数基本概念相同。读者可自己分析。n当外接负载不是纯电阻，包含有电抗成分时，上述等效变换关系仍适用。 n通过以上讨论得知，采用任何接入方式，都可使回路的有载QL值提高，而谐振频率0不变。同时，只要负载和信号源采用合适的接入系数，即可达到阻抗匹配，输出较大的功率。2.2.2 单级单调谐放大电路n单级
32、单调谐放大电路可由双极型晶体管、场效应晶体管、射频集成电路和并联谐振回路组成。n一个共发射极的晶体管单调谐放大器电路如图2.20所示。图中R1、R2、R3是工作点偏置电阻，C1为耦合电容，C2为旁路电容。电感L的原边线圈AC端为N1，AB端为N0，副边线圈为N2,与电容C构成LC谐振电路，作为放大器的集电极负载，起选频作用。LC谐振电路采用抽头接入法，以减轻晶体管输出电阻对谐振电路Q值的影响。RL是放大器的负载，它可能是下一级输入端的等效输入电阻。n输入电压ui形成晶体管基极输入电流Ib，通过晶体管放大，产生集电极电流Ib。集电极电流Ib相当于一个恒流源，供给集电极回路的负载(LC并联谐振电路
33、)，其等效电路如图2.21a所示，图中rce代表晶体管ce极间的电阻，称为晶体管的输出电阻。考虑rce和RL的影响后，LC谐振电路相当于一个等效的RLC并联谐振电路，如图2.21b所示，其并联阻抗为ZAC。实际的集电极负载则为变换到AB部分的阻抗ZAB。ZAC与ZAB的关系为如(2.2.51)所示。图2.20 晶体管单调谐放大器电路图221晶体管单调谐放大器集电极回路的等效电路n设负载RL上的电压为uo，输入电压为ui，晶体管集电极电压为uAB，则晶体管单调谐放大器的电压放大倍数K如（2.2.52）所示。n从式(2.2.54)可见，K与ZAC成正比。 ZAC是频率的函数，对于不同频率的信号，
34、ZAC是不同的。对于频率与谐振频率f0相同的信号， ZAC最大，故K也最大。可见K的频率特性和并联谐振电路的特性相同。n与单级单调谐放大电路有关的主要技术指标，有增益、通频带、选择性、工作稳定性和噪声系数。单调谐回路放大器的优点是电路简单、调制容易，其缺点是选择性差(矩形系数距理想矩形系数K0.1=1较远)，增益和通频带的矛盾比较突出。n谐振电路的频率特性决定单级单调谐放大器的选频性能，谐振电路的有载品质因数QL值对放大器的选频性能有很大影响。当0L一定而QL值不同时， QL大，K0大，且频率曲线尖锐； QL小，K0小，且频率曲线平坦，如图2.22a所示。n用比值K/K0作为纵坐标，得到的放大
35、器频率特性曲线如图2.22b所示。图中K/K0=1(用分贝表示为0dB)代表谐振点，K/K0=0.707(用分贝表示为-3dB)相当于通频带的上下边界。从图中可以看出， QL小，通频带(2f0.7)宽，而QL大，通频带(2f0.7)则窄。如果以某一频偏f为参考标准，可见QL大，衰减量大，即选择性好；而QL小，衰减量小，则选择性差。图2.22 调谐放大器频率特性曲线的两种表示方法2.2.3 调谐放大器的级联n在接收机中，当一级单调谐放大电路的选频性能和增益不能满足要求时，可采用两级和多级单调谐放大器级联的方法，形成多级级联电路，有时可多达56级。级联后的放大器，其增益、通频带和选择性都将发生变化
36、。n多级调谐放大器级联示意图如图2.23所示。多级调谐放大器电路可调谐于同一频率或不同频率。若调谐于不同频率,则叫做“参差调谐”(两个调谐电路的谐振频率一高一低，相互错开)。n多级调谐放大器的电路分析可以采用单级单调谐放大器电路的分析方法，分析每一级的特性，然后利用级联的方法研究其多级总特性。图2.23 多级调谐放大器级联示意图2.2.4 调谐频率相同的多级调谐放大器n在多级调谐放大器中,设各级调谐放大器的电压放大倍数是K1、K2、，谐振电压放大倍数为K01、K02、，则多级调谐放大器总的放大倍数K总等于各级调谐放大器放大倍数之积(或分贝数之和)，即有nK总=K1K2 (2.2.57)n或K总
37、(dB)=K1(dB)+K2(dB)+ (2.2.58)n也有K0总=K01+K02+ (2.2.59)nK0总(dB)=K01(dB)+K02(dB)+ (2.2.60)n假设有一个两级调谐回路，它们的QL值相等。单级和两级调谐回路的频率特性如图2.24所示。n对应于每一个频率，两级的选择性(分贝数)应为单级的两倍。例如单级的-15dB(点a)和-3dB点(点b)分别对应于两级的-3dB(点a)和-6dB点(点b)，从两条曲线可以看出，两级的选择性比单级的高，但通频带变窄了。n因此，多级调谐放大器级联后，总的通频带比单级调谐放大器的通频带小。提高多级调谐放大器的选择性，会使总的通频带变窄。图
38、2.24 单级和两级调谐回路的频率特性2.2.5 参差调谐放大器n若要求多级调谐放大器的通频带很宽，只采用降低QL值的方法，将会使选择性变差，而且谐振增益会降低。要解决这一问题，参差调谐放大器是一种比较常见的方法。参差调谐放大器在电路形式上和调谐频率f0相同的多级调谐放大器没有什么不同，但在调谐回路上，每一级的调谐频率不同。常用的电路形式有双参差调谐放大器和三参差调谐放大器。n所谓双参差调谐，是将两级单调谐放大器的谐振回路的谐振频率，分别调整到略高于和略低于信号的中心频率f0。双参差调谐放大器的频率特性如图2.25所示。图2.25 双参差调谐放大器的频率特性n图2.25所示是一个由两级单调谐放
39、大器组成的双参差调谐放大器的频率特性。设信号的中心频率是f0，则将第一级放大器的调谐回路调谐于f0+fd，即f0 1= f0 +fd，第二级放大器的调谐回路调谐于f0 -fd，即f02= f0 -fd(fd是单个谐振回路的谐振频率与信号中心频率之差)。两级调谐回路的谐振频率参差错开，因此称为参差调谐放大器。n对于单个单调谐放大器而言，相对于中心频率f0 ，它工作于失谐状态，失谐量分别是fd/f0 ，称为参差失谐量，而对应的0=QL (2fd/f0)，称为广义参差失谐量。n在图2.25中，K1、K2是两个单级调谐放大器的增益曲线，K总是两级调谐放大器的综合频率特性。由于在f0处两个回路处于失谐状
40、态，谐振点附近的K总减小，这就使合成的频率曲线较为平坦，使总的通频带展宽。n在图2.25中，虚线K总(0=0的一条)是两个回路调谐于同一频率f0的情况。可以看出，在f0附近，它要比参差调谐(0=1)时尖锐。但在远离f0处，两者差不多。n参差调谐的综合频率特性与广义参差失谐量0有关。0愈小则愈尖，0愈大则愈平。当0大到一定程度时，由于f0处的失谐太严重，综合频率特性曲线可以出现马鞍形双峰的形状(图2.25中0=2的一条)。n理论推导表明，当01时,综合频率特性曲线为单峰；01时为双峰；0=1时为两者的分界线，相当于单峰中最平坦的情况。0愈大，则双峰的距离愈远，且中间下凹愈严重。n所谓三参差调谐，
41、是将其中的两级单调谐放大器谐振回路的谐振频率，分别调整到略高于和略低于信号的中心频率f0，第三级调谐于中心频率f0。三参差调谐放大器的频率特性如图2.26所示。适当选择每个回路的有载品质因数QL和0，可以获得比较平坦的合成谐振曲线。图2.26 三参差调谐放大器的频率特性2.3 宽频带放大器2.3.1 宽频带放大器的特点n当射频放大电路的相对带宽RBWCq，所以fsfp。图2.31 石英晶体谐振器的阻抗特性n从式(2.4.4)可见，当=s时，Lq、Cq支路产生串联谐振，此时Z=0；当=p时，产生并联谐振，此时Z；当s或p时，Z=-jx，等效阻抗Z呈容性；当sp时，Z=+jx，等效阻抗Z呈感性,其
42、阻抗特性如图2.31所示。n实际使用时，石英晶体谐振器通常工作在频率范围窄的电感区，等效为一个电感。n石英晶体谐振器具有Q值高、稳定性好等特点，常用来构成窄带带通、带阻滤波器。一种采用石英晶体谐振器构成的桥形带通滤波器如图2.32a所示。图2.32 晶体谐振器构成的桥形带通滤波器及其电抗特性n需要说明的是，由于石英晶体和电路均有损耗，因此实际晶体滤波器的通带内衰减并不为零，一般有几分贝的衰减。n石英晶体的Q值高，在阻带内有陡峭的衰减特性。但晶体的串、并联谐振频率非常接近，使得晶体滤波器的通带范围很窄，通常只有在几兆赫兹以上频率处，才能得到大于3kHz的带宽。因此，石英晶体构成的滤波器只适用于窄
43、带滤波的场合。n2压电陶瓷元件n采用压电陶瓷材料(如铁钛酸铅)构成的压电陶瓷元件有压电陶瓷谐振器、压电陶瓷滤波器等。它们在射频电路的振荡槽路、选频、滤波等电路中应用，具有频率稳定性好、选频特性尖锐和调试简单等优点。通常将压电陶瓷材料做成片状，在其两面涂以银层，作为电极，构成压电陶瓷元件。n(1)压电陶瓷元件的压电效应n压电陶瓷材料具有压电效应，即能将机械的作用力转换成电效应，也能将电的作用转换成机械效应。n1)机械作用力转换成电效应。在压电陶瓷片上施加机械力(拉力或压缩力)，则陶瓷材料内部的晶体结构在外力作用下发生变形，造成晶体结构中的负电荷有规则的相对位移(称为极化)，可以在两面导电极板上感
44、应出符号相反的自由电荷。n如果改变机械作用力的方向，则内部极化的方向及表面电极上感应电荷的极性也随之改变。如果机械力呈周期性变化，则感应电荷极性也按同一频率变化，电荷的变化在外电路中形成电流，机械力愈大，电流也愈大。n2)电作用转换成机械效应。在压电陶瓷片的极板上加一电压u，则在陶瓷介质内建立起电场，在电场力的作用下，陶瓷介质将发生极化并产生机械变形(伸长或收缩)。当u的极性改变时，介质极化及机械变形的方向也改变。n设u为某一频率的交流信号，则压电陶瓷片也按同一频率伸缩，形成机械振动，u愈大，则振动愈强。压电陶瓷片的机械振动有一个固有频率。如果所加电压u的频率正好等于其固有频率，则很小的u就可
45、使压电陶瓷片发生很强的机械振动，即压电陶瓷片处于共振状态(谐振状态)。n(2)二端陶瓷元件n二端陶瓷元件的等效电路如图2.33所示，其等效参数分别由机械振动的阻尼、惯性和弹性、极板间电容等决定。从图2.33可见，二端陶瓷元件的等效电路与石英晶体谐振器类似。二端陶瓷元件有一个串联谐振频率(fs)和一个并联谐振频率(fp)。在这两个频率点，其等效阻抗Z分别具有极小值和极大值，等效阻抗的频率特性如图2.34所示。图2.33二端陶瓷元件的等效电路 图2.34二端陶瓷元件等效阻抗的频率特性n(3)三端陶瓷元件n三端陶瓷元件的结构与符号如图2.35所示，由两片陶瓷片A和B用导电胶粘合起来，由粘合面n引出的
46、端子作为公共端，而由另两面引出的端子分别作为输入端和输出端。n输入信号u加在A片上，它将电能转换成机械能，并产生机械振动。机械振动通过粘合面传到B片上，又将机械能转换成电能，输出给外接负载RL。同样，当信号频率与陶瓷片固有的机械振动频率相等时，形成共振。共振状态可形成强的电流，提供最大的电流到外部电路。在共振的条件下，输出和输入信号间可能是同相位，也可能有180的相位差，与A、B陶瓷片的粘合面有关。n陶瓷谐振器的工作原理及等效电路与石英晶体谐振器相同，差别在于陶瓷谐振器的Q值较低(约几百)，串、并联谐振频率的间隔较大。采用陶瓷谐振器构成滤波器，是利用谐振时产生的机械波实现输入、输出间的耦合，其
47、等效电路等同于变压器耦合的单谐振回路。三端陶瓷滤波器具有较宽的通频带和良好的选择性，如电视接收机中6.5MHz的伴音带通滤波器。n若将多个陶瓷谐振器按T形结构级联起来，便可构成性能优良的四端陶瓷滤波器，如图2.36所示。通常级联的谐振器越多，滤波性能越好。四端陶瓷滤波器具有Q值高、通带损耗小、选择性好及体积小等优点，其工作频率可从几兆赫兹至100MHz，相对带宽为千分之几至百分之几。图2.35 三端陶瓷元件结构与符号n3SAW滤波器n声表面波(Surface Acoustic Wave,SAW)是沿物体表面传播的一种弹性波。SAW滤波器是SAW的一种应用形式。SAW滤波器的基本结构是在具有压电
48、特性的基片材料(石英晶体、锆钛酸铝PZT陶瓷、铌酸锂LiNbO3等)抛光面上制作输入和输出两个声电换能器，输入换能器将电信号变成声信号，沿晶体表面传播，输出换能器再将接收到的声信号变成电信号输出。nSAW滤波器可以实现所需任意精度的幅频特性和相频特性的滤波，这是其他的滤波器难以完成的。另外由于采用了新的晶体材料和最新的精细加工技术，使得声表面波器件(SAW)的使用上限频率提高到253GHz。n声表面波(SAW)滤波器是无源器件，主要电性能参数有：n1)中心频率；n2)通带宽度(带宽)；n3)插入损耗；n4)通带波纹；n5)阻带抑制；n6)矩形系数；n7)群延时波动。图2.37 一种用于GPS射
49、频前端的SAW滤波器的带通特性2.5 射频小信号放大器电路实例2.5.1 DC3.5GHz宽带放大器电路nABA52563是Agilent公司生产的宽带放大器电路芯片ABA51563、ABA52563、ABA53563之一，工作频率范围为DC3.5GHz，增益为21.5dB，在整个工作频率范围电压驻波比(VSWR)2.0，输出P1dB为9.8dBm，噪声系数为3.3dB，电源电压为5V，电流消耗为35mA。nABA52563采用SOT-363/SC70封装，各引脚端功能如下：引脚端Input为信号输入端，Output&Vcc为输出和输出级电源电压引脚端，Vcc为前级放大器电源电压输入端，GND
50、1/2/3为地。nABA52563的应用电路和印制板图如图2.38所示，电路工作频率在2GHz时，推荐的元件数值：电容C1、C2、C3为18pF，LRFC为22nH，C4(可选择的电源退耦电容)为390pF，SMA连接器采用Johnson1420701881。电路工作在50MHz2GHz时，C1、C2、C3为1000pF，LRFC为620nH，C4(可选择电源退耦电容)为1F，SMA连接器采用Johnson1420701881。图2.38 ABA52563的应用电路和印制板图2.5.2 DC6GHz宽带放大器电路nRF3377是RF Micro Devices公司生产的宽带放大器电路芯片，工作
51、频率范围为DC6GHz，输入和输出阻抗内部匹配到50，小信号增益为15.5dB，输出IP3为+25.5dBm，输出P1dB为+13dBm，工作电源电压范围为3.654.5V，电流消耗60mA，工作温度范围为-40+85。RF3377采用SOT89封装，引脚端1为信号输入，引脚端3为信号输出，引脚端2和4为地。RF3377的应用电路原理图、元器件布局图和印制板图如图2.39所示。nRF Micro Devices公司生产的宽带放大器电路芯片还有RF20442048、RF23332337、RF33743378、RF33943398、NBBxx、NLBxx等系列产品，频率覆盖范围从DC12GHz。2
52、.5.3 2.2GHz RF/IF差分放大器电路nAD8351是ADI公司生产的低失真RF/IF差分放大器电路，3dB带宽为2.2GHz(Au=12dB)，利用单电阻可编程增益为0dBAu26dB，具有差分接口，输出共模电压可调；低谐波失真：二次谐波为-79dBc(70MHz)，三次谐波为81dBc(70MHz)；单电源供电，电源电压范围为35.5V，电流消耗为28mA(5V电源)，具有低功耗模式。工作温度范围为40+85。nAD8351的内部结构如图2.40所示，芯片内部包含有放大器和偏置控制电路。nAD8351采用MSOP10封装，引脚端功能如下：INHI和INLO为平衡差分输入端，偏置到
53、电源中点，典型方式采用AC耦合；RGP1和RGP2为增益设置电阻连接端；加电压到VOCM引脚端，可设置在输入和输出之间的共模电压；OPHI和OPLO引脚端为平衡差分输出端，偏置到VOCM点，典型方式采用AC耦合；加一个正电压到PWUP引脚端，1.3VUPWUPVPOS，器件有效；VPOS引脚端为电源电压正端；COMM引脚端为器件公共端，连接到地。图2.40 AD8351的内部结构图2.41 AD8351构成的差分放大器电路图2.42 AD8351与SAW滤波器接口电路图2.43 AD8351的单端应用电路2.5.4 GPS接收机LNA电路nMAX2641是低价格、超低噪声的LNA(低噪声放大器
54、)，可应用在蜂窝电话、PCS、GPS和2.4GHz ISM频带中。使用单端电源，电压为2.75.5V，电流消耗为3.5mA。nMAX2641频率范围为14002500MHz，典型增益为15.7dB，输入IP3为-4dBm，在1575MHz时噪声系数为1.2dB，输入回波损耗为-8dB，输出回波损耗为-15dB。MAX2641采用内部偏置电路，不需要外部偏置电阻和扼流圈，仅需要2个元件的输入匹配网络，输入/输出使用隔直电容和VCC旁路电容。nMAX2641采用SOT236封装，引脚功能如下：引脚端1是RFIN，为放大器输入，使用一个隔直电容交流耦合到这个引脚端。建议使用推荐的输入匹配网络；引脚端2、3、5是GND，为地，连接到低阻抗的接地板；引脚端4是RFOUT，为放大器输出端，建议使用推荐的输出匹配网络；引脚端6是VCC，为电源电压，使用旁路电容直接旁路到地。nMAX2641的应用电路如图2.44所示，不同频段的元器件参数见表2.2。图2.44 MAX2641的应用电路思考题与习题n见教材P5861
