调制解调PPT课件2

《调制解调PPT课件2》由会员分享，可在线阅读，更多相关《调制解调PPT课件2（125页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。

1、第第2章章调制解调调制解调2.1 2.1 概述概述2.22.2 数字幅度调制（数字幅度调制（2ASK2ASK）与数字频率调制）与数字频率调制(2FSK)(2FSK)2.32.3 数字相位调制数字相位调制(2PSK(2PSK、QPSKQPSK、OQPSK)OQPSK) 2.42.4 扩展频谱调制扩展频谱调制 2.5 2.5 多载波调制多载波调制 思考题与习题思考题与习题 2.1概概述述（复习复习）调调制制的目的是把把要要传传输输的的模模拟拟信信号号或或数数字字信信号号变变换换成成适适合合信信道道传传输输的的高频信号高频信号。该信号称为已调信号已调信号。调调制制过程用于通信系统的发发送送端端。在接

2、收端需将已调信号还原成要传输的原始信号，该过程称为解调解调。载波调制载波调制是用（待传输的待传输的）基带信号基带信号的变化规律的变化规律，去改变改变高频载波高频载波某些参数某些参数的过程。高频载波高频载波可以分为两类：一类用正弦型正弦型信号，称为正弦载波调制正弦载波调制；一类用脉冲串脉冲串，称为脉冲调制脉冲调制。基带信号基带信号也可分为两类：一类是模拟信号模拟信号，即基带信号的取值是连续的，称为模拟调制模拟调制；另类是数字信号数字信号，即基带信号的取值是离散的，称为数字调制数字调制。模模拟拟调调制制指利用输输入入的的模模拟拟信信号号直直接接调调制制(或或改改变变)高高频频载载波波(正弦波正弦波

3、)的振幅振幅、频率频率或相位相位，从而得到：模拟调幅(AM)、模拟调频(FM)模拟调相(PM)信号。数数字字调调制制指利利用用输输入入的的数数字字信信号号来来控控制制高高频频载载波波的的振振幅幅、频率或相位频率或相位。常用的数字调制有：移幅键控（2ASK）移频键控(2FSK)、MSK、GMSK移相键控(2PSK)、4相移相键控（相移相键控（QPSK、OQPSK）、正交振幅调制QAM等。移动通信信道的移动通信信道的基本特征基本特征是：第第一一，带宽有限，它取决于使用的频率资源和信道的传播特性；第第二二，干扰和噪声影响大，这主要是移动通信工作的电磁环境所决定的；第第三三，存在着多径衰落。针对移动通

4、信信道的特点，要求已调信号应具有要求已调信号应具有高的频谱利用高的频谱利用率率和和较较强的强的抗干扰、抗衰落抗干扰、抗衰落的能力的能力。高高的的频频谱谱利利用用率率要求已调信号所占的带带宽宽窄窄。它意味着已调信号频谱的主主瓣瓣要要窄窄，同时副副瓣瓣的的幅幅度度要要低低(即辐射到相邻频道的干扰干扰功率要小)。高高的的抗抗干干扰扰和和抗抗多多径径性性能能要求在恶劣的信道环境下，经过调制解调后的输出输出信噪比信噪比(S/N)较高较高或或误码率较低误码率较低。2.1.1模拟调制与解调原理（模拟调制与解调原理（复习复习）高频载波高频载波选用正弦型载波正弦型载波，基带信号基带信号为模拟信号模拟信号，设正弦

5、型载波为： s（t）=Acos（ct+0）式中：A 载波的幅度 c载波角频率 0载波的初始相位 （t）=（c t +0）载波的瞬时相位一、一、幅度调制的原理幅度调制的原理若基带信号为m（t），则幅度调制信号（已调信号）一般可表示成： 时域信号时域信号：Sm（t）=A m（t）cos（ct+0）频域信号频域信号：（1）调幅（调幅（AM）信号）信号如果输入的基带信号如果输入的基带信号m（t）带直流分量）带直流分量，则它可以表示为m0与m（t）之和，其中，m0是m（t）的直流分量，m（t）是表示消息变化的交流分量。调制后的信号调制后的信号：具有载波分量的双边带信号具有载波分量的双边带信号AM。（2）

6、双边带（双边带（DSB）信号）信号如果输入的基带信号没有直流分量如果输入的基带信号没有直流分量m0(或将直流分量抑制掉)，则调制得到的输出信号便是无载波分量的双边带调制无载波分量的双边带调制信号信号，或称抑制载波双边带（抑制载波双边带（DSB-SC）调制信号）调制信号，简称DSB信号。（3）单边带（单边带（SSB）信号）信号双边带DSB调制信号包含有两个边带，即上、下边带。由于这两个边带包含的信息相同两个边带包含的信息相同，因而，从信息传输的角度来考虑，传输一个边带就够了。即所谓单边带调制单边带调制，就是对DSB信号用一个带通滤波器，只保留（滤波）产生一个边带信号的调制方式。（4）残留边带（残

7、留边带（VSB）信号）信号残留边带调制是介于双边带与单边带之间的一种线性调制。它既克服了双边带调制信号占用频带宽的缺点，又解决了单边带信号实现上的难题。二、二、幅度调制信号的解调原理幅度调制信号的解调原理对幅度调制信号，解调的基本方法有两种：一种是包络检波法包络检波法，一种是相干解调相干解调（或称同步解同步解调调）。（1）包络检波法（已调信号包络检波法（已调信号含高频载波分量含高频载波分量）对调幅（对调幅（AM）信号）信号，当满足m0m（t）max时，不会发生过调制现象，此时用包络检波的方法很容易恢复原始基带信号m（t）。（2）相干解调（同步解调）相干解调（同步解调）双边带信号不能用包络检波来

8、解调，可采用以下方法，将已调信号SDSB（t）乘上一个同频同相的载波，得：由上式可知，用一个低通滤滤器用一个低通滤滤器就可以将第1项与第2项分离，无失真地恢复出原始基带信号无失真地恢复出原始基带信号m（t）。）。下面以调频为例说明调制解调过程及其信号特征和性能。设高频高频载载波信号波信号为：式中，Uc载波信号的振幅，c载波信号的角频率，0载波信号的初始相位。（t）=（c t +0）载波的瞬时相位2.1.2模拟调频与调相模拟调频与调相当用调制信号调制信号去控制高频载波高频载波的相位或频率，载波的瞬时相位及瞬时频率就会发生变化，则被调制的高频载波就会携带调制信号信息。设调调制制信信号号为为um(t

9、),则调频信号的瞬时角频率与输入信号的关系为(2-3)(2-4)因而调频信号的形式为(2-5)(2-6)(2-7)(2-8)为调制指数调制指数。将式(2-7)展开成级数得式中，Jk(mf)为k阶第一类贝塞尔函数：(2-9)(2-10)图2-1FM信号的频谱(mf=2)若以以90%能能量量所所包包括括的的谱谱线线宽宽度度(以载频为中心)作为调频信号的带宽，则可以证明调频信号的带宽为B=2(mf+1)Fm=2(fm+Fm)(2-11)若以99%能量计算，则调频信号的带宽为(2-12)数字调制信号，在二进制时有振幅键控（2ASK）、移频键控（2FSK）和移相键控（2PSK）三种基本信号形式，如图2-

10、2所示。根据已调信号的频谱结构特点的不同，数字调制也可分为线性调制和非线性调制。这种把基把基带数字信号带数字信号变换为变换为频带数字信号频带数字信号的过程称为的过程称为数数字调制字调制，反之，称为数字解调。2.2数字幅度调制（数字幅度调制（2ASK）与数字频率调制）与数字频率调制(2FSK)图2-2正弦载波的三种键控波形一、一、二进制振幅键控（二进制振幅键控（2ASK）二进制数字振幅键控是数字调制中出现最早的，也是最简单的，是研究其他各种数字调制的基础。振幅键控，记作ASK（AmplitudeShiftKeying），或称为开关键控（通断键控），记作OOK（OnOffKeying）。二进制数字

11、振幅键控通常记作2ASK。（1）2ASK的调制方法的调制方法一般说来，数字信号的调制方法有两种类型：利用模拟方法去实现数字调制，即把数字基带信号当作模拟信号的特殊情况来处理；利用数字信号的离散值特点键控载波，从而实现数字调制。（2）2ASK的解调方法的解调方法如同AM信号的解调方法一样，OOK信号也有两种基本的解调方法：非相干解调（包络检波法非相干解调（包络检波法）和相干解调相干解调（同步检测法）。包络检波法的原理方框图如图2-3所示。带通滤波器恰好使2ASK信号完整地通过，经包络检测后，输出其包络。图图2-32ASK信号的包络检波信号的包络检波（3）2ASK信号的功率谱及带宽信号的功率谱及带

12、宽下面分析二进制振幅键控信号的频谱。由于二进制振幅键控信号是随机的、功率型的信号，故研究频谱特性时，应该讨论它的功率谱密度。因为2ASK信号的功率谱密度PE（f）是相应的单极性数字基带信号功率谱密度Ps（f）形状不变地平移至fc处形成的，所以2ASK信号的功率谱密度由连续谱和离散谱两部分组成。2ASK信号的带宽B2ASK是单极性数字基带信号带宽基带信号带宽fs的两倍的两倍。当数字基带信号的基本脉冲是矩形不归零脉冲时，fs=1/Ts。于是2ASK信号的带宽为B2ASK=2fs=2/Ts2ASK信号的主要优点是易于实现，其缺点是抗干扰能力不强，主要应用在低速数据传输中。二、二、二进制移频键控（二进

13、制移频键控（2FSK）数字频率调制又称移频键控，记作FSK（FrequencyShiftKeying），二进制移频键控记作2FSK。（1）2FSK信号的调制方法信号的调制方法前面已提到，2FSK信号可以采用模拟调频法可以采用模拟调频法和数字键控数字键控法法来产生。模拟调频法：模拟调频法：用数字基带矩形脉冲控制一个振荡器的某些参数（例如电容C），可直接改变振荡频率，使输出得到不同频率的已调信号。数字键控法：数字键控法：它是用数字矩形脉冲控制电子开关，使电子开关在两个独立的振荡器之间进行转换，从而在输出端得到不同频率的已调信号。（2）2FSK信号的解调信号的解调二进制频移键控信号的解调方法很多，常

14、采用非相干检测法（包络检测法）和相干检测法（同步检波法），还有过零检测法、差分检波法等。包络检测法包络检测法2FSK信号的包络检测方框图及波形图如图2-4所示。用两个窄带的分路滤波器分别滤出频率为f1及f2的高频脉冲，经包络检测后分别取出它们的包络。图图2-42FSK信信号号包包络络检检波波方方框框图图及及波波形形图图同步检波法（相干解调）同步检波法（相干解调）2FSK信号的同步检波原理方框图如图2-5所示。过零检测法过零检测法过零检测法是一种常用而简便的解调方法。图图2-52FSK信号同步检波方框图信号同步检波方框图（3）2FSK信号的功率谱及带宽信号的功率谱及带宽图23FSK信号的功率谱B

15、2FSK=2fs+|f2-f1|fs= fb，输入数据速率输入数据速率h=0.5h=0.7h=1.5定义调制指数定义调制指数h：B2FSK=2fb+|f2-f1|f1 fsf1f0f2f2 fsfs= fb三、最小移频键控（三、最小移频键控（MSK）最小移频键控是移频键控（FSK）的一种改进型，是使FSK信号相位始终保持连续变化的一种调制。MSK又称快速频移键控（FFSK），“快速”二字指的是这种调制方式对于给定的频带，它能比2FSK传输更高速的数据；而最小频移键控中的“最小”二字指的是这种调制方式能以最小的调制指数（最小的调制指数（h=0.5）获得正交的调制信号正交的调制信号。（1）MSK的

16、原理的原理由以上讨论可知，MSK信号具有如下特点：已调信号的振幅是恒定的；已调信号的振幅是恒定的；信号的频率偏移严格地等于信号的频率偏移严格地等于1/4Ts，相应的调制指数，相应的调制指数h=1/2；以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内准确以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内准确地线性变化地线性变化/2；在一个码元期间内，信号应包括四分之一载波周期的在一个码元期间内，信号应包括四分之一载波周期的整数倍；整数倍；在码元转换时刻信号的相位是连续的，或者说，信号在码元转换时刻信号的相位是连续的，或者说，信号的波形没有突跳。的波形没有突跳。（2）MSK信号的调制与解调方法信号的调制与解调方

17、法由于cosct+（t）=cos（t）cosctsin（t）sinct.故MSK信号也可以看作是由由两个彼此正交的载波两个彼此正交的载波cosct与与sinct分别被函数分别被函数cos（t）与与sin（t）进行进行振幅调制振幅调制而而合成合成的。的。图2-8MSK调制器框图（3）MSK信号的功率谱信号的功率谱图2-9MSK信号的功率谱图2-11GMSK信号的产生原理MSK信号可由FM调制器来产生，由于输入二进制非归零脉冲序列具有较宽的频谱，从而导致已调信号的带外衰减较慢。如果将输入信号经过滤波以后再送入FM调制，必然会改善已调信号的带外特性。GMSK信号就是通过在FM调制器前加入高斯低通滤波

18、器(称为预调制滤波器)而产生的，如图2-11所示。2.高斯最小移频键控（高斯最小移频键控（GMSK）方式）方式图2-12高斯滤波器的矩形脉冲响应图2-13GMSK的相位轨迹图2-15GMSK的功率谱密度2.3数字相位调制数字相位调制 2.3.1、二进制移相键控及二进制差分相位键控、二进制移相键控及二进制差分相位键控（2PSK及2DPSK）一、一、绝对移相和相对移相的概念绝对移相和相对移相的概念绝对移相（绝对移相（2PSK）二进制移相键控中，载波的相位随数字基带信号1或0而改变。通常用相相位位0的载波的载波表示数字信号数字信号“0”，用相位相位的载波的载波表示数字信号数字信号“1”。相对移相（相

19、对移相（2DPSK）差分相位键控差分相位键控2DPSK方式是利用前后相邻码元的相对载波相位值利用前后相邻码元的相对载波相位值去表示数字信息的一种方式。由图2-6可以看出，2DPSK的波形与2PSK的不同，2DPSK波形的同一相位并不对应相同的数字信息符号，而前后码元相对相位的差才惟一决定信息符号。绝对移相键控与相对绝对移相键控与相对(2PSK与与2DPSK)调制波形调制波形图2.62PSK与2DPSK)调制波形如如：上：上2DPSK信号，遇数字信号信号，遇数字信号0，载波信号相位不变；遇数字信号，载波信号相位不变；遇数字信号1，载波相位改变。载波相位改变。图图2-72PSK和和2DPSK调制方

20、框图调制方框图2.3.22PSK和和2DPSK调制方框图调制方框图（1）直接调相法）直接调相法。环形调制器环形调制器载波cos(ct)调制信号an2PSK图2.2-22PSK与2DPSK)调制原理图（2）相位选择法相位选择法振荡器倒相器倒相器门电路门电路(1)门电路门电路（2）倒相器倒相器+基带信号2PSK信号输出0图2.2-32PSK与2DPSK)调制波形图2.2-42PSK的解调框图 (a)相干解调；(b)差分相干解调2.3.3、2PSK信号的解调信号的解调2.3.4四相移相键控四相移相键控(QPSK)调调制和制和正正交四交四相移相移相键控相键控(OQPSK)调制调制由于4种不同的相位可以

21、代表4种不同的数字信息，因此，对于输入的二进制数字序列应该先进行分组，将每两个比特编每两个比特编为一组（为一组（00、01、10、11）。）。输入二进制单极性码单极性码变为双极性码双极性码：0用（-1）代替；1用（+1）代替。则：输入数字信号变为四种双极性信号码组（-1，-1）；）；（-1，1）；（）；（1，-1）；（）；（1，1）。）。可以分别以0相位相位，/2，3/2代表不同的码组。代表不同的码组。或或/4，3/4，-/4，-3/4.可以构成不同的四相移相键可以构成不同的四相移相键控调制。控调制。QPSK和和OQPSK的产生原理如图的产生原理如图2.2-6所示。所示。an串并变换串并变换c

22、os(ct)sin(ct)+-S(t)I支路Q支路串并变换串并变换cos(ct)sin(ct)+-anS(t)TbI支路Q支路图2.2-64PSK与4DPSK)调制原理假定输入二进制序列为an,an=1，则在kTst(k+1)Ts(Ts=2Tb)的区间内，/4QPSK的产生器的输出为(令n=2k+1)。如（00用用-3/4；01用用+3/4；11用用+/4；10用用-/4表示）表示）图2.2-7QPSK和OQPSK的星座图和相位转移图 (a)QPSK;(b)OQPSK由图2.2-6(b)可知，OQPSK调制与QPSK调制类似，不同之处是在在正正交交支支路路引引入入了了一一个个比比特特(半半个个

23、码码元元)的的时时延延，这使得两两个个支支路路的的数数据据不不会会同同时时发发生生变变化化，因而不可能像QPSK那样产生的相位跳变，而仅能产生/2的相位跳变，如图2.2-7(b)所示。因此，因此，OQPSK频谱旁瓣要低于频谱旁瓣要低于QPSK信号的旁瓣。信号的旁瓣。2.4正交振幅调制正交振幅调制(QAM)正交振幅调制是二二进进制制的的PSK、四四进进制制的的QPSK调调制制的的进进一一步步推推广广，通过相位和振幅的联合控制，可以得到更高频谱效率的调制方式，从而可在限定的频带内传输更高速率的数据。正交振幅调制的一般表达式为 y(t)=Amcosct+Bmsinct0tTsQAM中的振幅Am和Bm

24、可以表示成：(2-90)式中，A是固定的振幅固定的振幅，(dm,em)由输入数据确定由输入数据确定。(dm,em)决定了已调QAM信号在信号空间中的坐标位置点。QAM的调制和相干解调框图如图2-41所示。在调制端，输入数据经过串/并变换后分为两路，分别经过2电平到L电平的变换，形成Am和Bm。为了抑制已调信号的带外辐射，Am和Bm还要经过预调制低通滤波器，才分别与相互正交的各路载波相乘。最后将两路信号相加就可以得到已调输出信号y(t)。图2-41QAM调制解调原理框图 (a)QAM调制框图；(b)QAM解调框图在接收端，输入信号与本地恢复的两个正交载波信号相乘以后，经过低通滤波器、多电平判决、

25、L电平到2电平变换，再经过并/串变换就得到输出数据。对QAM调制而言，如何设计QAM信号的结构不仅影响到已调信号的功率谱特性，而且影响已调信号的解调及其性能。常用的设计准则是在信号功率相同的条件下，选择信号空间中信号点之间距离最大的信号结构，当然还要考虑解调的复杂性。作为例子，图2-42是在限定信号点数目M=8,要求这些信号点仅取两种振幅值，且信号点之间的最小距离为2A的条件下，得到的几种信号空间结构。在所有信号点等概出现的情况下，平均发射信号功率为(2-91)图2-428QAM的信号空间图2-43方型QAM星座 (a)4QAM；(b)16QAM;(c)64QAM图2-44M进制方型QAM的误

26、码率曲线为了改善方型QAM的接收性能，还可以采用星型的QAM星座，如图2-45所示。将十六进制方型QAM和十六进制星型QAM进行比较，可以发现，星型QAM的振幅环由方型的3个减少为2个，相位由12种减少为8种，这将有利于接收端的自动增益控制和载波相位跟踪。图2-45M进制星型QAM的星座图(a)4QAM;(b)16QAM;(c)64QAM2.5扩展频谱调制扩展频谱调制2.5.1扩展频谱通信的基本概念扩展频谱通信的基本概念扩扩展展频频谱谱(SS，SpreadSpectrum)通信简称为扩频通信。扩频通信的定义可简单表述如下：扩扩频频通通信信技技术术是一种信息传输和处理技术。在发端先采用扩频码调制

27、，将需要传输的窄带信号，变变成成频频带带宽宽度度远远大大于于所所传传信信息息必必需需的的宽宽带带信信号号，以以提提高高信信号号的的抗抗干干扰扰能能力力。在收端采用相同的扩频码进行相关解扩以恢复所传信息数据。扩扩频频调调制制，是利用两个信号之间的正正交交特性，在发送端先对低低速速率率的的输输入入信信息息码码元元与高高速速率率的的伪伪随随机机序序列列，进行“异或”操作，实现扩频调制；在接收端，利用相同的伪随机序列对接收的信息码元进行“异或”操作，实现解扩（调制）。扩频通信系统由于在在发发端端扩扩展展了了信信号号频频谱谱，在收端解扩后恢复了所传信息，这一处理过程带来了信噪比上的好处，即接收机输出的信

28、噪比相对于输入的信噪比大有改善，从而提高了系统的抗干扰能力。因此，可以用系统输出信噪比与输入信噪比二者之比来表征扩频系统的抗干扰能力。理论分析表明，各各种种扩扩频频系系统统的的抗抗干干扰扰能能力力大大体体上上都都与与扩扩频频信信号号带带宽宽B与与信信息息带带宽宽Bm之之比比（称称为为扩扩频频增增益益Gp）成成正正比。比。工程上常以分贝工程上常以分贝(dB)表示，表示，即：即：2.5.2扩频调制扩频调制1.扩频通信系统类型扩频通信系统类型扩频通信的一般原理如图2.3-1所示。在在发发端端输入的信息经信息调制形成数字信号，然后由由扩扩频频码码发发生生器器产产生生的的扩扩频频码码序序列列去去调调制制

29、数数字字信信号号以展展宽宽信信号号的的频频谱谱。 展宽以后的信号再对载频进行调制(如PSK或QPSK、OQPSK等)，通过射频功率放大送到天线上发射出去。在在收收端端，从接收天线上收到的宽带射频信号，经过输入电路、高频放大器后送入变频器，下下变变频频至至中中频频，然后由本地产生的与发端完全相同的扩频码序列去解解扩扩，最后经信息解调，恢复成原始信息输出。图2.3-1扩频通信原理框图由图2.3-1可见，扩频通信系统与普通数字通信系统相比较，就是多了扩扩频频调调制制和和解解扩扩部分。按照扩展频谱的方式不同，目前的扩频通信系统可分为：直直接接序序列列(DS)扩扩频频、跳跳频频(FH)、跳跳时时(TH)

30、、线线性性调调频频(Chirp)以及上述几种方式的组合。下面分别作一些简要的说明。 1)直接序列直接序列(DS)扩频扩频所谓直接序列(DS，DirectSequency)扩频，就是直接用具有高码率的扩频码序列在发端去扩展信号的频谱。而在收端，用相同的扩频码序列去进行解扩，把展宽的扩频信号还原成原始的信息。直接序列扩频的原理如图2.3-2所示。图2.3-2直接序列扩展频谱示意图2)跳频跳频(FH)另外一种扩展信号频谱的方式称为跳频(FH，FrequencyHopping)。所所谓谓跳跳频频，比较确切的意思是：用用一一定定码码序序列列进进行行选选择择的的多多频频率率频频移移键键控控。也也就就是是说

31、说，用用扩扩频频码码序序列列去去进进行行频频移移键键控控调调制制，使使载载波波频频率率不不断断地地跳跳变变，因因此此称称为为跳跳频频。简单的频移键控如2FSK，只有两个频率，分别代表传号和空号。而跳频系统则有几个、几十个甚至上千个频率，由所传信息与扩频码的组合去进行选择控制，不断跳变。图2.3-3(a)为跳频的原理示意图。图2.3-3跳频(FS)系统(a)原理示意图；(b)频率跳变图案发发端端信息码序列与扩频码序列组合以后按照不同的码字去控制频率合成器。其输出频率根据码字的改变而改变，形成了频率的跳变，故称跳频。从图2.3-3(b)中可以看出，在频域上输出频谱在一宽频带内所选择的某些频率随机地

32、跳变。在收收端端，为了解调跳频信号，需要有与发端完全相同的本地扩频码发生器去控制本地频率合成器，使其输出的跳频信号能在混频器中与接收信号差频出固定的中频信号，然后经中频带通滤波器及信息解调器输出恢复的信息。从上述作用原理可以看出，跳频系统也占用了比信息带宽要宽得多的频带。3)跳时跳时(TH)与跳频相似，跳时(TH，TimeHopping)是指使发射信号在时间轴上跳变。我们先把时间轴分成许多时片。在一帧内哪个时片发射信号由扩频码序列进行控制。因此，可可以以把把跳跳时时理理解解为为用用一一定定码码序序列列进进行行选选择择的的多多时时片片的的时时移移键键控控。由于采用了窄很多的时片去发送信号，相对来

33、说，信号的频谱也就展宽了。图2.3-4是跳时系统的原理图。图2.3-4跳时系统(a)组成框图；(b)跳时图例4)各种混合方式各种混合方式在上述几种基本扩频方式的基础上，可以将其组合起来，构成各种混合方式。例如FH/DS、DS/TH、DS/FH/TH等等。一般来说，采用混合方式看起来在技术上要复杂一些，实现起来也要困难一些。但是，不同方式结合起来的优点是有时能得到只用其中一种方式得不到的特性。例如DS/FH系统，就是一种中心频率在某一频带内跳变的直接序列扩频系统。其信号的频谱如图2.3-5所示。图2.3-5DS/FH混合扩频示意图2.直接序列扩频直接序列扩频(DS)原理原理由于CDMA移动通信采

34、采用用直直接接序序列列扩扩频频系系统统(可简称直扩系统)，因此有必要进一步说明直扩通信系统的组成、工作原理及其主要特点。所谓直接序列扩频(DS)，就是直接用具有高速率的扩频码序列在发端去扩展信号的频谱。而接收端，用相同的扩频码序列进行解扩，把展宽的扩频信号还原成原始信息。图2.3-6示出了直扩通信系统的组成框图。图2.3-6直扩通信组成框图图2.3-7直扩通信系统主要波形或相位在发送端输入信息码元m(t)，它是二进制数据，图中为0、1两个码元，其码元宽度为Tb。加入扩扩频频调调制制器器，图中为一个模模2加加法法器器，扩频码为一个伪随机码(PN码)，记作p(t)。伪码的波形如图2.3-7中第(2

35、)个波形，其码元宽度为Tp，且取Tb=16Tp。通通常常在在DS系系统统中中，伪伪码码的的速速率率Rp远远远远大大于于信信码码速速率率Rm，即即RpRm，也也就就是是说说，伪伪码码的的宽宽度度Tp远远远远小小于于信信码码的的宽宽度度，即即TpTb，这这样样才才能能展展宽宽频频谱谱。模2加法器运算规则可用下式表示：(2-5)当当m(t)与与p(t)符号相同时，符号相同时，c(t)为为0；当当m(t)与与p(t)符号不同时，符号不同时，则为则为1。 c(t)的波形如图2.3-7中的第(3)个波形。由图可见，当信码m(t)为0时，c(t)与p(t)相同；而当信码m(t)为1时，则c(t)为p(t)取

36、反即是。显然，包含信码的c(t)其码元宽度已变成了Tp，亦即已进行了频谱扩展。其扩扩频频处处理理增增益益也可用下式表示(2-8)通通常常载载波波频频率率较较高高，或或者者说说载载频频周周期期Tc较较小小，它它远远小于伪码的周期小于伪码的周期Tp,即满足即满足TcTp。但图2.3-7中(4)示出的载频波形是Tc=Tp，这是为了便于看得清楚一些，否则要在一个Tp期间内画几十个甚至几百个正弦波。对于PSK来说，主要是看清楚已调波与调制信号之间的相位关系。图2.3-7中(5)为已调波s1(t)的波形。这里，当c(t)为1码时，已调波与载波取反相；而当c(t)为0码时，取同相。已调波与载波的相位关系如图

37、2.3-7中(6)所示。1.码序列的相关性码序列的相关性 1)相关性概念相关性概念前面讨论中，伪伪随随机机码码在扩频系统或码分多址系统中起着十分重要的作用。这是由于这类码序列最重要的特性是它具具有有近近似似于于随随机机信信号号的的性性能能，也可以说具有近似于白白噪噪声声的性能。但是，真正的随机信号或白噪声是不能重复再现和产生的。我们只能产生一种周期性的脉冲信号(即码序列)来逼近它的性能，故称为伪随机码或伪随机码或PN码码。2.5.3伪随机伪随机(PN)序列序列 理想的传输信息的信号形式应是类似白噪声的随机信号，因为取取任任何何时时间间上上不不同同的的两两段段噪噪声声来来比比较较都都不不会会完完

38、全全相相似似，若能用它们代表两种信号，其差别性就最大。换句话说，为了实现选选址址通通信信，信号间必须正正交交或或准准正正交交(互相关性为零或很小)。所所谓谓正正交交，比比如如两两条条直直线线垂垂直直称称为为正正交交，又又如如同同一一个个载载频频相相位位差差为为90的两个波形也为正交，的两个波形也为正交，用数学公式可表示为用数学公式可表示为(2-10)一般情况下，在数学上是用自自相相关关函函数数来表示信号与其自身时延以后的信号之间的相似性的。随机信号的自相关函数的定义为(2-11)图2.3-8随机噪声的自相关函数 (a)波形；(b)自相关函数自相关函数只用于表征一个信号与延迟后自身信号的相似性，

39、而两个不同信号的相似性则需用互互相相关关函函数数来表征。互相关性的概念在码分多址通信中尤为重要。在码分多址系统中，不同的用户应选用互相关性小的信号作为地址码。两个不同信号波形f(t)与g(t)之间的相似性用互互相相关关函数函数表示为：(215)2)码序列的自相关码序列的自相关 采用二进制的码序列，长长度度(周周期期)为为P的码序列x的自相关函数Rx()为(2-99)归一化的自相关函数则自相关系数x()为：(2-100)自相关系数值最大不超过1。下面通过实例来分析自相关特性。图2.3-9所示为四级移位寄存器组成的码序列产生器，先求出它的码序列，然后求出它的相关系数。假设起始状态为1111，在时钟

40、脉冲(CP)作用下，逐级移位，D3D4作为D1输入，则n=4码序列产生过程如表2-3所示。图2.3-9n=4码序列产生器电路表2-3n=4码序列产生过程可见，该码序列产生器产生的序列为：111100010011010其码序列的周期P=24-1=15。下面分析该码序列的下面分析该码序列的自相关系数自相关系数。假定原码序列111100010011010为为A，码码元元宽宽度度为为Tc，其波形如图2.3-10所示。该码序列右右循循环环位位移移 4 比特(即=4Tc)的码序列101011110001001为为B，则AB如图中所示，即可求得自相关系数自相关系数为为-1/15。图2.3-1015位码序列0

41、时的自相关系数 (a)=4Tc;(b)=Tc 图2.3-10（b）示出的是该码序列与右右移移1比比特特的码序列，其自相关系数也为自相关系数也为-1/15。同理，其他的值，=nTc(n=1,n=2,n=14)，自相关系数均为-1/15。只只有有=0时时，即即码码序序列列A与与码码序序列列B完完全全相相同同，此此时时自自相关系数达到最大，相关系数达到最大，即为即为1，如图2.3-11所示。图2.3-1115位码序列=0时的自相关系数由图2.3-10和图2.3-11可见，对于二进制序列，其自相关系数也可由下式求得：（P为序列为序列长度长度(周期周期)）(2-20)其中其中A表示表示两个码序列之间对应

42、位相同位相同位（或码元码元0）的数目；（经过右移1位、2位.后的各个序列与基准序列各对应位码元相同的数目。）D表示两个码序列之间不相同位不相同位（或码元码元1）的数目（经过右移1位、2位.后的各个序列与基准序列各对应位码元不相同的数目。）上例基准序列为111100010011010。图2.3-12n=4,P=15码序列的自相关系数曲线两两个个不不同同码码序序列列之间的相关性，用互相关函数(或互相关系数)来表征。对于二进制码序列，周期均为P的两个码序列x和y，其相关函数称为互相关函数互相关函数，记作R(x,y)，即(2-102)其互相关系数为：(2-103)3)码序列的码序列的互相关互相关 在码

43、分多址中，希望采用互互相相关关小小的码序列，理想情况是希望x,y()=0，即两两个个码码序序列列完完全全正正交交。图2.3-13示出的是码长为4的4组正交码的波形，它们之中任两个码都是正交的。因为在一个周期中，两个码之间相同位的与不同位的数目均相等，即A=D，故=0。图2.3-13码长为4的4组正交码的波形二进制的m序列是一种重要的伪随机序列，有优良的自相关特性，有时称为伪噪声伪噪声(PN)序列序列。“伪伪”的意思是说这种码是周期性的序列，易于产生和复制，但其随机性接近于噪声或随机序列。m序列在扩展频谱及码分多址技术中有着广泛的应用，并且在m序列基础上还能构成其它的码序列，因此无论从m序列直接

44、应用还是从掌握伪随机序列基本理论而言，必须熟悉m序列的产生及其主要特性。2.m序列序列 1)m序列的产生序列的产生(1)m序列的含义。序列的含义。 m序列是最最长长线线性性移移位位寄寄存存器器序序列列的简称。顾名思义，m序列是由多级移位寄存器或其延迟元件通过线性反馈产生的最长的码序列。在二进制移位寄存器中，若n为移位寄存器的级数，n级级移移位位寄寄存存器器共共有有2n个个状状态态，除除去去全全0状状态态外外还还剩剩下下2n-1种种状状态态，因因此此它它能能产产生生的的最最大大长长度度的的码码序序列列为为2n-1位位。因此，序列的重复周期为P=2n-1.产生m序列的线性反馈移位寄存器称作最长线性

45、移位寄存器。产生m序列的移位寄存器的电路结构，其反馈线连接不是随意的，m序列的周期P也不能取任意值，而必须满足P=2n-1(2-104)式中，n是移位寄存器的级数。(2)m序列产生原理。序列产生原理。图2.3-14示出的是由n级移位寄存器构成的码序列发生器。寄存器的状态决定于时钟控制下输入的信息(“0”或“1”)，例如第i级移位寄存器状态决定于前一时钟脉冲后的第i-1级移位寄存器的状态。图2.3-14n级循环序列发生器的模型图中C0，C1，Cn均为反馈线，其中C0=Cn=1，表表示示反反馈馈连连接接。因为m序列是由循环序列发生器产生的，因因此此C0和和Cn肯肯定定为为1，即即参参与与反反馈馈。

46、而而反反馈馈系系数数C1，C2，Cn-1若若为为1，参参与与反反馈馈；若若为为0，则则表表示示断断开开反反馈馈线线，即即开开路路，无无反馈连线。反馈连线。一个线性反馈移位寄存器能否产生m序列，决定于它的反馈系数Ci(C0，C1，Cn的总称)。表2-4示出了部分m序列的反馈系数Ci。表2-4部分m序列反馈系数表反馈系数Ci是以八进制表示的。使用该表时，首先将每位八进制数写成二进制形式。最左边的1就是C0(C0恒为1)，从此向右，依次用二进制数表示C1，C2，Cn。有了C1，C2，值后，就可构成m序列发生器。例如， 表中 n=5， 反馈系数Ci=(45)8， 将它化成二进制数为100101，即相应

47、的反馈系数依次为C0=1，C1=0，C2=0，C3=1，C4=0，C5=1。根据上面的反馈系数，画出n=5的m序列发生器的电路原理图如图2.3-15所示。图2.3-15n=5,Ci=(45)8的m序列发生器原理图根据图2.3-15所示电路，假设一种移位寄存器的状态，即可产生相应的码序列，其周期P=2n-1=25-1=31。表2-5（略）为n=5,Ci=(45)8的m序列发生器各级变化状态，初始状态为00001。可见，码序列周期长度P=25-1=31。上面假设一种初始状态，如果反馈逻辑关系不变，换另一种初始状态，则产生的序列仍为m序列，只是起始位置不同而已。表2-6示出了几种不同初始状态下输出的

48、序列。表2-6Ci=45不同初始状态下的输出序列由表2-6可知，初始状态不同，输出序列初始位置就不同。 例如初始状态“10000”的输出序列是初始状态“00001”输出序列循环右移一位而已。值得指出的是，移位寄存器级数(n)相同，反馈逻辑不同，产生的m序列就不同。例如，5级移位寄存器(n=5)、周期为P=25-1=31的m序列，其反馈系数Ci可分别为(45)8、(67)8和(75)8，其产生的不同m序列如表2-7所示。 表2-75级移位寄存器的不同反馈系数的m序列2)m序列的特性序列的特性 m序列是一种随机序列，具有随机性，其自相关函数具有二值的尖锐特性，但互相关函数是多值的。下面就m序列主要

49、特性进行分析。(1)m序列的随机性。序列的随机性。在m序列码中，码元为“1”的数目和码元为“0”的数目只相差1个。例如级数n=3,码长P=23-1=7时，起始状态为“111”,Ci=(13)8=(1011)2,即C0=1,C1=0,C2=1，C3=1。产生的m序列为1010011。其中码元为“1”的有4个，为“0”的有3个，即“1”和“0”相差1个，而且是“1”比“0”多1个。又如级数n=4,码长P=24-1=15时，起始状态为“1111”，Ci=(23)8=(10011)2,即C0=1,C1=0,C2=0,C3=1,C4=1。产生的m序列为111100010011010，其中，“1”为8个，

50、“”为7个，“1”与“0”相差1个，且“1”比“0”多1个。表2-8“111101011001000”游程分布m序列中连续为“1”或“0”的那些元素称为游程。游程元素的个数称为游程长度。长度为1的游程占总游程的1/2；长度为2的占1/4；为3的占1/8；.游程总数为2n-1，n是移位寄存器级数。游程长度为K的游程出现的比例为1/2K,而1Kn-2。此外，还有一个长度为n的“1”游程和一个长度为(n-1)的“0”游程。除了上述的随机性之外，m序序列列与与其其循循环环移移位位序序列列逐逐位位比较，比较，相同码的位数与不同码的位数相差相同码的位数与不同码的位数相差1位。位。例如原序列xi=11101

51、00,那么右移2位的序列xi-2=0011101，它们模2加后为xi=1110100xi-2=00111011101001(2)m序列的自相关函数。序列的自相关函数。根据式(2-99)知，在二进制序列情况下，只要比较序列an与移位后序列an-对应位码元即可。根据上述m序列的特性，即自相关函数为：R()= A-D(2-22)式中，A为对应位码元相同的数目；D为对应位码元不同的数目。自相关系数为(2-22)对于m序列，其码长为P=2n-1，在这里P也等于码序列中的码元数，即“0”和“1”个数的总和。其中“0”的个数因为去掉移位寄存器的全“0”状态，所以A值为： A=2n-1-1(2-23)假设码序

52、列周期为P，码元宽度(常称为码片宽度，以便于区别信息码元宽度)为Tc，那么自相关系数是以PTc为周期的函数，如图2.3-16所示。图中横坐标以/Tc表示，如/Tc=1，则移位1比特，即=Tc；若/Tc=2,则=2Tc,即移位2比特，等等。图2.3-16m序列的自相关系数由图2.3-16可知，m序列的自相关系数在=0处出现尖峰，并以PTc时间为周期重复出现。尖峰底宽2Tc。Tc越小，相关峰越尖锐。周期P越大，|-1/P|就越小。在这种情况下，m序列的自相关特性就越好。自相关系数()或自相关函数R()是偶函数，即R()=R(-),或()=(-)。由于m序列自相关系数在Tc的整数倍处取值只有1和-1

53、/P两种，因而m序列称作二值自相关序列。(3)m序列的互相关函数。序列的互相关函数。两个码序列的互相关函数是两个不同码序列一致程度(相似性)的度量，它也是位移量的函数。当使用码序列来区分地址时，必须选择码序列互相关函数值很小的码，以避免用户之间互相干扰。研究表明，两个长度周期相同，由不同反馈系数产生的m序列，其互相关函数(或互相关系数)与自相关函数相比，没有尖锐的二值特性，是多值的。作为地址码而言，希望选择的互相关函数越小越好，这样便于区分不同用户，或者说，抗干扰能力强。互相关函数见式(2-2)。在二进制情况下，假设码序列周期为P的两个m序列，其互相关函数Rxy()为Rxy()=A-D (2-

54、112)为了理解上述指出的互相关函数问题，下面举例予以详细说明。由表2-4可知，不同的反馈系数可以产生不同的m序列，其自相关函数(或自相关系数)均满足上述特性。但它们之间的互互相相关函数是多值的关函数是多值的，例如n=5，Ci=(45)8的m序列为：x=1000010010110011111000110111010下面求Ci=(75)8的m序列，设它为y，求出y后，即能求互相关函数。根据反馈系数Ci， 先画出m序列发生器的组成。 由于Ci=(75)8=(111101)2，即C0=1，C1=1，C2=1，C3=1，C4=0，C5=1，因此m序列发生器组成原理如图2-61所示。y=11111011

55、10001010110100001100100这里，起始状态设为“11111”。图2.3-17n=5,Ci=75的m序列发生器原理图2.3-18两个m序列(P=31)互相关函数曲线x和y两个m序列的互相关函数曲线如图2.3-18所示。图中实线为互相关函数R()。显然它是一个多值函数，有正有负。图中虚线示出了自相关函数，其最大值为31，而互相关函数最大值的绝对值为9。图2.3-19n=5的m序列发生器(a)Ci=45;(b)Ci =51;(c)Ci =67；(d)Ci =73;(e)Ci =75;(f)Ci =573.Gold序列序列Gold码是m序列的复合码，是由RGold在1967年提出的，

56、它是由由两两个个码码长长相相等等、码码时时钟钟速速率率相相同同的的m1序序列列与与m2优优选选对对模模2加加(循循环环移移位位)组组成成的的。长长度度为为N的的一一个个优优选选对对，可可以以构构成成N个个Gold码，加上原码，加上原m1、m2，共有N+2个码。如图2.3-20所示。图2.3-20Gold序列构成示意图当n为奇数时，码族中约有50%码序列有很很低低的的互互相相关系数值关系数值(-1/P)；而n为偶数时(n0，n不是4的整数倍)，有75%的码序列有很低的互相关系数值很低的互相关系数值(-1/P)，Gold码的码的互相关函数互相关函数具有三值：具有三值：u1=-12(n+1)/2-1

57、(n为奇数为奇数)u2=2(n+2)/2-1(n为偶数为偶数)-2（n+1）/2+1(n为奇数为奇数)u3=-2（n+1）/2+1(n为偶数为偶数)4.Walsh(沃尔什沃尔什)函数函数(1)Walsh函数的含义。函数的含义。Walsh函数是一种非非正正弦弦的的完完备备正正交交函函数数系系。它仅有可能的取值：+1和-1(或0和1)，比较适合于用来表达和处理数字信号。Walsh函 数 并 非 是 新 近 出 现 的 ， 1923年 沃 尔 什(J.L.Walsh)已提出了关于这种函数的完整数学理论。(2)沃尔什函数的产生。沃尔什函数的产生。沃尔什函数可用哈达玛(Hadamard)矩阵H表示，利用

58、递推关系很容易构成沃尔什函数序列族。为此先简单介绍有关哈达码矩阵的概念。哈哈达达码码矩矩阵阵H是由由+1和和-1元元素素构构成成的的正正交交方方阵阵。所谓正交方阵，是指指它它的的任任意意两两行行(或或两两列列)都都是是互互相相正正交交的的。这时我们把行(或列)看作一个函数，任意两行或两列函数都是互相正交的。更具体地说，任任意意两两行行(或或两两列列)的的对对应应位位相相乘乘之之和和等等于于零零，或者说，它它们们的的相相同同位位(A)和和不不同同位位(D)是相等的，是相等的，即即互相关函数为零互相关函数为零。不难发现，两行(或两列)对应位相乘之和为:11+1(-1)=0或者，直接观察对应位相同位

59、(A)为1，不同位(D)亦即1，因此是相互正交的。4阶哈达码矩阵为：或式中， 为H2取反。+1例如，2阶哈达码矩阵H2为或8阶哈达码矩阵为+1+1+0+0一般关系式为(2-115)根据式(2-115)，不难写出 H16、H32和H64，即2.6多多载载波波调调制制2.6.1多载波调制传输系统多载波调制传输系统多载波传输首先把一个高速的数据流分解为若干个低速的子数据流（这样每个子数据流将具有低得多的比特速率），然后，对每个子数据流进行调制（符号匹配）和滤波（波形形成），再用这样的子数据流的已调符号去调制相应的子载波，从而构成多个并行的已调信号，经过合成后进行传输。在单载波系统中，一次衰落或者干扰

60、就可以导致整个传输链路失效，但是在多载波系统中，某一时刻只会有少部分的子信道会受到深衰落或干扰的影响，因此多载波系统具有较高的传输能力以及抗衰落和干扰能力。其基本结构如图2.4-1所示。图2.4-1多载波调制系统的基本结构在多载波调制传输技术中，对每一路载波频率（子载波）的选取可以有多种方法，它们的不同选取将决定最终已调信号的频谱宽度和形状。第第1种种方方法法是是：各子载波间的间隔足够大，从而使各路子载波上的已调信号的频谱不相重叠，如图2.4-2（a）所示。该方案就是传统的频频分分复复用用方方式式，即将整个频带划分成N个不重叠的子带，每个子带传输一路子载波信号，在接收端可用滤波器组进行分离。这

61、种方法的优点是实现简单、直接；缺点是频谱的利用率低，子信道之间要留有保护频带，而且多个滤波器的实现也有不少困难。第第2种种方方法法是是：各子载波间的间隔选取，使得已调信号的频谱部分重叠，使复合谱是平坦的，如图2.4-2（b）所示。重叠的谱的交点在信号功率比峰值功率低3dB处。子载波之间的正交性通过交错同相或正交子带的数据得到(即将数据偏移半个码元周期)。第第3种种方方案案是是：各各子子载载波波是是互互相相正正交交的的，且各子载波的频谱有1/2的重叠。如图2.4-2（c）所示。该调制方式被称为正正交交频频分分复复用用(OFDM)。此时的系统带宽比FDMA系统的带宽可以节省一半。图2.4-2子载波

62、频率设置(a)传统的频分复用；(b)3dB频分复用；(c）OFDM2.6.2正交频分复用正交频分复用(OFDM)调制特性调制特性 1.OFDM的基本原理的基本原理实现实现在OFDM系统中，将系统带宽B分为N个窄带的信道，输入数据分配在N个子信道上传输。因而，OFDM信号的符号长度Ts是单载波系统的N倍。OFDM信号由N个子载波组成，子载波的间隔为f（f=1/Ts），所所有有的的子子载载波波在在Ts内内是是相相互互正正交交的的。在Ts内，第k个子载波可以用gk(t)来表示，k=0,1,N-1。当t0,Ts时当t0,Ts时(2-117)图2.4-3OFDM系统的实现框图图2.4-4OFDM信号的功

63、率谱密度2.OFDM信号的功率谱密度信号的功率谱密度图2.4-5子载波个数分别为16、64和256的OFDM系统的功率谱密度(PSD)3.子载波为子载波为16、64、256的的OFDM信号的功率谱密度信号的功率谱密度2.扩频系统的抗干扰容限是如何定义的？它与扩频处理增益的关系如何？3.直接序列扩频通信系统中，PN码速率为1.2288Mc/s(c/s即chip/s，片/秒)，基带数据速率为9.6kb/s，问处理增益是多少？4.为何称m序列为最长线性移位寄存器序列，其主要特征是什么？5.试画出n=15的m序列发生器的原理，其码序列周期是多少？码序列速率由什么决定？6.试述多载波调制与OFDM调制的区别和联系。1.移动通信中对调制解调技术的要求是什么?思考题与习题思考题与习题