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1、第第7 7章章 PWM控制技术控制技术第第7 7章章 PWM控制技术控制技术 7.1 PWM控制的基本原理 7.2 PWM逆变电路及其控制方法 7.3 PWM跟踪控制技术 7.4 PWM整流电路及其控制方法 引言引言PWM（Pulse Width Modulation）控控制制就就是是对对脉脉冲冲的的宽宽度度进进行行调调制制的的技技术术，即即通通过过对对一一系系列列脉脉冲冲的的宽宽度度进进行行调调制制，来来等等效效地地获获得得所需要波形（含形状和幅值）。所需要波形（含形状和幅值）。第第5章章的的直直流流斩斩波波电电路路实实际际上上采采用用的的就就是是PWM技技术术，第第6章章中中涉涉及及到到P

2、WM控控制制技技术术的的地地方方有有两两处处，一一处处是是第第6.1节节中中的的斩斩控控式式交交流流调压电路，另一处是第调压电路，另一处是第6.4节矩阵式变频电路。节矩阵式变频电路。 PWM控控制制技技术术在在逆逆变变电电路路中中的的应应用用最最为为广广泛泛，对对逆逆变变电电路路的的影影响响也也最最为为深深刻刻，现现在在大大量量应应用用的的逆逆变变电电路路中中，绝绝大大部部分分都都是是PWM型型逆变电路逆变电路。 7.1 PWM控制的基本原理控制的基本原理u面积等效原理l是PWM控制技术的重要理论基础。 l原理内容：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。 冲量，即指

3、窄脉冲的面积。 效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。 如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。 图7-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 7.1 PWM控制的基本原理控制的基本原理u面积等效原理 实 例： 将图7-1a、b、c、d 所示的脉冲作为输入，加在图7-2a所示的R-L电路上，设其电流 i(t) 为电路的输出，图7-2b给出了不同窄脉冲时 i(t) 的响应波形。 图7-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形 7.1 PWM控制的基本原理控制的基本原理n用PWM波代替正弦半波l 将正弦半波看成是由N个彼此相连的脉冲宽度为 /N，但幅值顶部是曲线且大

4、小按正弦规律变化的脉冲序列组成的。l 把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积（冲量）相等，这就是PWM波形。l 对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。 图7-3 用PWM波代替正弦半波 7.1 PWM控制的基本原理控制的基本原理n 用PWM波代替正弦半波l 脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称SPWM（Sinusoidal PWM）波形。 n PWM波形可分为等幅PWM波和不等幅PWM波两种，由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波。n 基于等效面积原理，PWM

5、波形还可以等效成其他所需要的波形，如等效所需要的非正弦交流波形等。 7.2 PWM逆变电路及其控制方法逆变电路及其控制方法7.2.1计算法和调制法计算法和调制法7.2.2异步调制和同步调制异步调制和同步调制7.2.3规则采样法规则采样法7.2.4PWM逆变电路的谐波分析逆变电路的谐波分析7.2.5提高直流电压利用率提高直流电压利用率和减少开关次数和减少开关次数7.2.6空间矢量空间矢量SVPWM控制控制7.2.7PWM逆变电路的多重化逆变电路的多重化 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法计算法 根据逆变电路的正弦波输出频率、幅值和半个周期内的脉冲数，将PWM波形中各脉冲的宽度和间隔准确计算出

6、来，按照计算结果控制逆变电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形，这种方法称之为计算法。 计算法是很繁琐的，当需要输出的正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。 调制法 把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。 通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法单相桥式PWM逆变电路（调制法） 电路工作过程 工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补，比如在uo正半周，V1导通，V2关断，V3和V4交替通断。 负载电流比电压滞后，例如在电压正半周，电流有一段区间为正，

7、一段区间为负。图7-4 单相桥式PWM逆变电路 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法n电路工作过程u在电压 uo正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。在负载电流为正的区间：lV1和V4导通时，uo=Ud 。lV4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0。在负载电流为负的区间：l仍为V1和V4导通时，因io为负，故io实际上从VD1和VD4 流过，仍有 uo=Ud。lV4关断，V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0。 uo总可以得到Ud和零两种电平图7-4 单相桥式PWM逆变电路 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法n电路工作过程u在电压uo正半周，电流有一段区间为正，一段区

8、间为负。u在uo的负半周，让V2保持通态，V1保持断态，V3和V4交替通断，负载电压uo可以得到-Ud和零两种电平。 图7-4 单相桥式PWM逆变电路 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud图7-5 单极性PWM控制方式波形 n 单极性PWM控制方式 调制信号ur为正弦波，载波uc在ur的正半周为正极性的三角波，在ur的负半周为负极性的三角波。 u在ur 的正半周，V1保持通态，V2保持断态。 当 uruc 时使V4导通，V3关断， uo= Ud。 当 uruc 时使V4关断，V3导通， uo=0。 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法图7-5

9、单极性PWM控制方式波形 n 单极性PWM控制方式 调制信号ur为正弦波，载波uc在ur的正半周为正极性的三角波，在ur的负半周为负极性的三角波。 u在ur 的负半周，V1保持断态，V2保持通态。 当 uruc 时使V3关断，V4导通， uo=0。 urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法urucuOwtOwtuouofuoUd- Ud图7-4 单相桥式PWM逆变电路 图7-6 双极性PWM控制方式波形 n双极性PWM控制方式 在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制各开关器件的通断。 在ur 的半个周期内，三角波载波有正有负，所得的PWM波也是

10、有正有负，在ur的一个周期内，输出的PWM波只有Ud两种电平。 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法urucuOwtOwtuouofuoUd- Ud图7-4 单相桥式PWM逆变电路 图7-6 双极性PWM控制方式波形 n双极性PWM控制方式 在ur的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。 当 uruc 时，V1和V4导通，V2和V3关断，这时如io0，则V1和V4通，如io0，则VD1和VD4通，不管哪种情况都是 uo=Ud。 当 uruc 时，V2和V3导通，V1和V4关断，这时如io0，则VD2和VD3通，不管哪种情况都是 uo= -Ud 。 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法图7-

11、7 三相桥式PWM型逆变电路 图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形 三相桥式PWM逆变电路（调制法） 采用双极性控制方式。 U、V和W三相的PWM控制通常公用一个三角波载波uc，三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120。 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法电路工作过程（电路工作过程（U相为例）相为例） 当当urUuc时，上桥臂时，上桥臂V1导通，下桥臂导通，下桥臂V4关断，关断，则则U相相对于直流电源假想中点相相对于直流电源假想中点N的输出电压的输出电压uUN=Ud/2。 当当urUuc时，时，V4导通，导通，V1关断，则关断，则uUN=-Ud/2。 V1和和V4的驱动信号始终是

12、互补的。的驱动信号始终是互补的。 当给当给V1(V4)加导通信号时，可能是加导通信号时，可能是V1(V4)导通，导通，也可能是二极管也可能是二极管VD1(VD4)续流导通，这要由阻续流导通，这要由阻感负载中电流的方向来决定。感负载中电流的方向来决定。 uUN、uVN和和uWN的的PWM波形都只有波形都只有Ud/2两两种电平。种电平。 图7-7 三相桥式PWM型逆变电路 图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形 输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成。 当臂1和6导通时，uUV=Ud。 当臂3和4导通时，uUV=Ud。 当

13、臂1和3或臂4和6导通时，uUV=0。 负载相电压uUN可由下式求得 负载相电压的PWM波由(2/3) Ud、(1/3)Ud 和0 共5种电平组成。 为了防止上下两个臂直通而造成短路，在上下两臂通断切换时要留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法图7-9 特定谐波消去法的输出PWM波形 特定谐波消去法 是计算法中一种较有代表性的方法。 如果在输出电压半个周期内开关器件开通和关断各k次，考虑到PWM波四分之一周期对称，共有k个开关时刻可以控制，除去用一个自由度来控制基波幅值外，可以消去k1个频率的特定谐波。 以三相桥式PWM型逆变电路中的 uUN 波形为例

14、 在输出电压的半个周期内，器件开通和关断各3次（不包括0和时刻），共有6个开关时刻可以控制。 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法为了消除偶次谐波，应使波形正负两半周期镜对称，即 为了消除谐波中的余弦项，简化计算过程，应使波形在正半周期内前后1/4周期以 /2为轴线对称，即 同时满足式(7-1)和式(7-2)的波形称为四分之一周期对称波形，这种波形可用傅里叶级数表示为式中，an为(7-1)(7-2)(7-3) 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法图7-9 特定谐波消去法的输出PWM波形 因为图7-9的波形是四分之一周期对称的，所以在一个周期内的12个开关时刻（不包括0和 时刻）中，能够独立

15、控制的只有 1、 2和 3共3个时刻，该波形的an为 (7-4) 7.2.1计算法和调制法计算法和调制法在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，因此通常可以考虑消去5次和7次谐波，根据需要确定基波分量a1的值，再令a5和a7等于0，就可以建立三个方程，联立可求得 1、 2和 3。 这样可以消去两种特定频率的谐波，对于给定的基波幅值a1，求解上述方程可得一组 1、 2和 3，基波幅值a1改变时， 1、 2和 3也相应地改变。 (7-5) 7.2.2异步调制和同步调制异步调制和同步调制载载波波频频率率fc与与调调制制信信号号频频率率fr之之比比N= fc/fr称称为为载载波波比比，

16、根根据据载载波波和和信信号号波波是是否否同同步步及载波比的变化情况，及载波比的变化情况，PWM调制方式可分为调制方式可分为异步调制异步调制和和同步调制同步调制两种。两种。 异步调制异步调制 载波信号和调制信号不保持同步的调制方式称为异步调制。载波信号和调制信号不保持同步的调制方式称为异步调制。 通常保持载波频率通常保持载波频率fc固定不变固定不变，因而当信号波频率，因而当信号波频率fr变化变化时，载波比时，载波比N是变化的是变化的。 在在信信号号波波的的半半个个周周期期内内，PWM波波的的脉脉冲冲个个数数不不固固定定，相相位位也也不不固固定定，正正负负半半周周期的脉冲不对称，半周期内前后期的脉

17、冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。周期的脉冲也不对称。 当当fr较较低低时时，N较较大大，一一周周期期内内脉脉冲冲数数较较多多，脉脉冲冲不不对对称称产产生生的的不不利利影影响响都都较较小小，PWM波形接近正弦波。波形接近正弦波。 当当fr增增高高时时，N减减小小，一一周周期期内内的的脉脉冲冲数数减减少少，PWM脉脉冲冲不不对对称称的的影影响响就就变变大大，输输出出PWM波波和和正正弦弦波波的的差差异异变变大大，对对于于三三相相PWM型型逆逆变变电电路路来来说说，三三相相输输出出的的对对称性也变差。称性也变差。 在在采采用用异异步步调调制制方方式式时时，希希望望采采用用较较高高的的

18、载载波波频频率率，以以使使在在信信号号波波频频率率较较高高时时仍能保持较大的载波比。仍能保持较大的载波比。 7.2.2异步调制和同步调制异步调制和同步调制 载波频率fc与调制信号频率fr之比 N= fc/fr 称为载波比，根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式可分为异步调制和同步调制两种。 7.2.2异步调制和同步调制异步调制和同步调制 异步调制 载波信号和调制信号不保持同步的调制方式称为异步调制。 通常保持载波频率 fc 固定不变，因而当信号波频率 fr变化时，载波比N是变化的。 在信号波的半个周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期

19、内前后1/4周期的脉冲也不对称。 当 fr较低 时，N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小，PWM波形接近正弦波。 当 fr 增高时，N 减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大，输出PWM波和正弦波的差异变大，对于三相PWM型逆变电路来说，三相输出的对称性也变差。 在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。 7.2.2异步调制和同步调制异步调制和同步调制ucurUurVurWuuUNuVNOttttOOOuWN2Ud-2Ud图7-10 同步调制三相PWM波形 同步调制 载波比N等于常数，并在变频时使载波和信

20、号波保持同步的方式称为同步调制。 fr 变化 时载波比 N不变，信号波一个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。 在三相PWM逆变电路中，通常公用一个三角波载波，为了使三相输出波形严格对称和一相的PWM波正负半周镜对称，取 N为3的整数倍且为奇数。 当逆变电路输出频率很低时，同步调制时的 fc 也很低，fc过低时由调制带来的谐波不易滤除，当负载为电动机时也会带来较大的转矩脉动和噪声；当逆变电路输出频率很高时，同步调制时的fc会过高，使开关器件难以承受。 7.2.2异步调制和同步调制异步调制和同步调制图7-11 分段同步调制方式举例 分段同步调制 把 fr 范围划分成若干个频段，每个频

21、段内都保持载波比N为恒定，不同频段的载波比不同。 在fr高的频段采用较低的载波比，以使fc不致过高，限制在功率开关器件允许的范围内。 在fr低的频段采用较高的载波比，以使fc不致过低而对负载产生不利影响。 为了防止fc在切换点附近的来回跳动，在各频率切换点采用了滞后切换的方法。 有的装置在低频输出时采用异步调制方式，而在高频输出时切换到同步调制方式，这样可以把两者的优点结合起来，和分段同步方式的效果接近。 实线表示输出频率增高时的切换频率虚线表示输出频率降低时的切换频率 7.2.3规则采样法规则采样法ucuOturTcA DBOtuotAtDtBdd d 2d2d图7-12 规则采样法 在正弦

22、波和三角波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断，这种生成SPWM波形的方法称为自然采样法。 规则采样法 是一种应用较广的工程实用方法，其效果接近自然采样法，但计算量却比自然采样法小得多。 方法说明 取三角波两个正峰值之间为一个采样周期 Tc，使每个脉冲的中点都以相应的三角波中点（即负峰点）为对称。 在三角波的负峰时刻 tD对正弦信号波采样而得到D点，过D点作一水平直线和三角波分别交于A点和B点，在A点时刻 tA 和B点时刻 tB 控制功率开关器件的通断。 可以看出，用这种规则采样法得到的脉冲宽度 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。 7.2.3规则采样法规则采样法ucuOturTcADBOt

23、uotAtDtBdd d 2d2d图7-12 规则采样法 和 的确定 设正弦调制信号波为 式中，a称为调制度，0a r，是很容易滤除的。，是很容易滤除的。 当当调调制制信信号号波波不不是是正正弦弦波波，而而是是其其它它波波形形时时，其其谐谐波波由由两两部部分分组组成成，一一部部分分是是对对信信号号波波本本身身进进行行谐谐波波分分析析所所得得的的结结果果，另另一一部部分分是是由由于于信信号波对载波的调制而产生的谐波。号波对载波的调制而产生的谐波。 7.2.5提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率、减少开关次数在提高直流电压利用率、减少开关次数在PWM型

24、逆变电路中是很重要的。型逆变电路中是很重要的。 直直流流电电压压利利用用率率是是指指逆逆变变电电路路所所能能输输出出的的交交流流电电压压基基波波最最大大幅幅值值U1m和和直直流电压流电压Ud之比。之比。 提高直流电压利用率可以提高逆变器的提高直流电压利用率可以提高逆变器的输出能力输出能力。 减少功率器件的开关次数可以降低减少功率器件的开关次数可以降低开关损耗开关损耗。正弦波调制正弦波调制的三相的三相PWM逆变电路的直流电压利用率很低。逆变电路的直流电压利用率很低。 在在调调制制度度a为为最最大大值值1时时，输输出出相相电电压压的的基基波波幅幅值值为为Ud/2，输输出出线线电电压压的的基波幅值为

25、基波幅值为 ，即直流电压利用率仅为，即直流电压利用率仅为0.866。 实实际际电电路路工工作作时时，考考虑虑到到功功率率器器件件的的开开通通和和关关断断都都需需要要时时间间，如如不不采采取取其其他他措措施施，调调制制度度不不可可能能达达到到1，实实际际能能得得到到的的直直流流电电压压利利用用率率比比0.866还还要低。要低。 7.2.5提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数ucurUurVurWuuUNOwtOwtOwtOwtuVNuUV图7-15 梯形波为调制信号的PWM控制 采用梯形波作为调制信号采用梯形波作为调制信号 当当梯梯形形波波幅幅值值和和三三角角波波幅幅

26、值值相相等等时时，梯梯形形波波所所含含的的基基波波分分量量幅幅值值已已超超过过了了三三角角波波幅值，可以有效地幅值，可以有效地提高直流电压利用率提高直流电压利用率。 决决定定功功率率开开关关器器件件通通断断的的方方法法和和用用正正弦弦波作为调制信号波时完全相同。波作为调制信号波时完全相同。 对对梯梯形形波波的的形形状状用用三三角角化化率率 =Ut /Uto 来来描描述述，其其中中Ut为为以以横横轴轴为为底底时时梯梯形形波波的的高高，Uto为为以以横横轴轴为为底底边边把把梯梯形形两两腰腰延延长长后后相相交交所形成的三角形的高。所形成的三角形的高。 =0时梯形波变为时梯形波变为矩形波矩形波， =1

27、时梯形波变为时梯形波变为三角波三角波。 UtUto 7.2.5提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数图7-16 变化时的和直流电压利用率 图7-17 变化时的各次谐波含量 由于梯形波中含有低次谐波，调制后的PWM波仍含有同样的低次谐波，设由这些低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为 ，则三角化率 不同时， 和直流电压利用率U1m/Ud也不同。 =0.4时，谐波含量也较少，约为3.6%，直流电压利用率为1.03，综合效果较好。用梯形波调制时，输出波形中含有5次、7次等低次谐波，这是梯形波调制的缺点，实际应用时，可以考虑将正弦波和梯形波结合使用。 7.2.5

28、提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数线电压控制方式线电压控制方式 目目标标是是使使输输出出的的线线电电压压波波形形中中不不含含低低次次谐谐波波，同同时时尽尽可可能能提提高高直直流流电电压压利利用用率率，也也应应尽尽量量减减少少功功率率器器件件的的开关次数开关次数。 在在相相电电压压正正弦弦波波调调制制信信号号中中叠叠加加适适当当大大小小的的3次次谐谐波波，使使之之成成为为鞍鞍形形波波，则则经经过过PWM调调制制后后逆逆变变电电路路输输出出的的相相电电压压中中也也必必然然包包含含3次次谐谐波波，且且三三相相的的三三次次谐谐波波相相位位相相同同，在在合合成成线线电电压压

29、时时，各各相相电电压压的的3次次谐谐波波相相互互抵消，抵消，线电压为正弦波线电压为正弦波。 图图7-18中中，调调制制信信号号ur 成成为为鞍鞍形形波波，基基波波分分量量ur1的的幅幅值值更更大大，但但ur的的最大值不超过三角波载波最大值。最大值不超过三角波载波最大值。 uucr1uOwturur1uOwtur3图7-18 叠加3次谐波的调制信号 基波ur1正峰值附近恰为3次谐波ur3的负半波，两者相互抵消。 7.2.5提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数图7-19 线电压控制方式举例 线电压控制方式举例线电压控制方式举例 可可以以在在正正弦弦调调制制信信号号中中叠

30、叠加加3 3次次谐谐波波外外，还还可可以以叠叠加加其其他他3 3倍倍频频于于正正弦弦波波的的信信号号，也也可可以再叠加以再叠加直流分量直流分量，这些都不会影响线电压。，这些都不会影响线电压。 图图7-197-19中中，u up p中中既既包包含含3 3的的整整数数倍倍次次谐谐波波，也也包包含含直直流流分分量量，而而且且其其大大小小是是随随正正弦弦信信号号的的大大小小而而变变化化的的，设设三三角角波波载载波波幅幅值值为为1 1，三三相相调调制制信信号号中中的的正正弦弦波波分分量量分分别别为为u urU1rU1、u urV1rV1和和u urW1rW1，并令，并令 则三相的调制信号分别为则三相的调

31、制信号分别为(7-12)(7-13) 7.2.5提高直流电压利用率和减少开关次数提高直流电压利用率和减少开关次数不不论论u urU1rU1、u urV1rV1和和u urW1rW1幅幅值值的的大大小小，u urUrU、u urVrV、u urWrW中中总总有有1/31/3周周期期的的值值是是和和三三角角波波负负峰峰值值相相等等的的，其其值值为为-1-1，在在这这1/31/3周周期期中中，并并不不对对调调制制信信号号值值为为-1-1的的一一相相进进行行控控制制，而而只只对对其其他他两两相进行相进行PWMPWM控制，因此也称为控制，因此也称为两相控制方式两相控制方式。两相控制方式有以下优点两相控制

32、方式有以下优点 在在信信号号波波的的1/31/3周周期期内内开开关关器器件件不不动动作作，可使功率器件的可使功率器件的开关损耗减少开关损耗减少1/31/3。 最最大大输输出出线线电电压压基基波波幅幅值值为为U Ud d，和和相相电电压控制方法相比，压控制方法相比，直流电压利用率提高了直流电压利用率提高了15%15%。 输输出出线线电电压压中中不不含含低低次次谐谐波波，这这是是因因为为相相电电压压中中相相应应于于u up p的的谐谐波波分分量量相相互互抵抵消消的的缘缘故，这一性能优于梯形波调制方式。故，这一性能优于梯形波调制方式。 图7-19 线电压控制方式举例 7.2.6空间矢量空间矢量SVP

33、WM控制控制空空间间矢矢量量SVPWMSVPWM控控制制技技术术广广泛泛运运用用于于变变频频器器中中，驱驱动动交交流流电电机机时时，使使电电机机的的磁磁链链成成为为圆形的旋转磁场圆形的旋转磁场，从而使电机产生恒定的电磁转矩。，从而使电机产生恒定的电磁转矩。 空间矢量空间矢量SVPWMSVPWM控制技术控制技术 图图4-94-9所所示示的的三三相相电电压压型型桥桥式式逆逆变变电电路路，采采用用180180导导通通方方式式，共共有有8 8种种工工作作状状态态，即即V V6 6、V V1 1、V V2 2通通，V V1 1、V V2 2、V V3 3通通，V V2 2、V V3 3、V V4 4通通

34、，V V3 3、V V4 4、V V5 5通通，V V4 4、V V5 5、V V6 6通通，V V5 5、V V6 6、V V1 1通通，以以及及V V1 1、V V3 3、V V5 5通通和和V V2 2、V V4 4、V V6 6通通，用用“1 1”表表示示每每相相上上桥桥臂臂开开关关导导通通，用用“0 0”表表示示下下桥桥臂臂开开关关导导通通，则则上上述述8 8种种工工作作状状态态可可依依次次表表示示为为100100、110110、010010、011011、001001、101101以及以及111111和和000000。 前前6 6种种状状态态有有输输出出电电压压，属属有有效效工工作

35、作状状态态，而而后后两两种种全全部部是是上上管管通通或或下下管管通通，没没有输出电压，称之为有输出电压，称之为零工作状态零工作状态，故对于这种基本的逆变器，称之为，故对于这种基本的逆变器，称之为6 6拍逆变器拍逆变器。 图4-9 三相电压型桥式逆变电路 7.2.6空间矢量空间矢量SVPWM控制控制图7-20 电压空间矢量六边形 图7-21 空间电压矢量的线形组合 对对于于6 6拍拍逆逆变变器器，在在每每个个工工作作周周期期中中，6 6种种有有效效工工作作状状态态各各出出现现一一次次，每每一一种种状状态态持持续续6060，在在一一个个周周期期中中6 6个个电电压压矢矢量量共共转转过过360360

36、，形形成成一一个个封封闭闭的的正正六六边边形形，对对于于111111和和000000这这两两个个“零零工工作作状状态态”，在在这这里里表表现现为为位位于于原原点点的的零零矢量，坐落在正六边形的中心点。矢量，坐落在正六边形的中心点。 采采用用PWMPWM控控制制，就就可可以以使使交交流流电电机机的的磁磁通通尽尽量量接接近近圆圆形形，工工作作频频率率越越高高，磁磁通通就就越越接接近近圆圆形形，需需要要的的电电压压矢矢量量不不是是6 6个个基基本本电电压压矢矢量量时时，可可以以用用两个基本矢量两个基本矢量和和零矢量零矢量的组合来实现。的组合来实现。如如图图7-217-21中中，所所要要的的矢矢量量为

37、为u us s，用用基基本本矢矢量量u u1 1和和u u2 2的的线线形形组组合合来来实实现现，u u1 1和和u u2 2的的作作用用时时间间一一般般小小于于开开关关周周期期T To o的的6060，不不足足的的时时间间可可用用“零矢量零矢量”补齐。补齐。 7.2.7PWM逆变电路的多重化逆变电路的多重化图7-22 二重PWM型逆变电路 目的是为了提高等效开关频率，减少开关损耗，减少和载波有关的谐波分量。PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式。电抗器联接的二重PWM逆变电路 电路的输出从电抗器中心抽头处引出。 两个单元逆变电路的载波信号相互错开180，输出端相对于直流电源中点

38、N的电压uUN=(uU1N+uU2N)/2，已变为单极性PWM波了，输出线电压共有0、(1/2)Ud、Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少。 所加电压的频率越高，电抗器所需的电感量就越小。图7-23 二重PWM型逆变电路输出波形 7.2.7PWM逆变电路的多重化逆变电路的多重化 二二重重化化后后，输输出出电电压压中中所所含含谐谐波波的的角角频频率率仍仍可可表表示示为为n c+k r，但但其其中中当当n为为奇奇数数时时的的谐谐波波已已全全部部被被除除去去，谐谐波波的的最最低低频频率率在在2 c附附近近，相相当当于于电电路路的的等等效效载载波波频频率率提高了一倍。提高了一倍。图7-22 二重PW

39、M型逆变电路 图7-23 二重PWM型逆变电路输出波形 7.3 PWM跟踪控制技术跟踪控制技术7.3.1 滞环比较方式滞环比较方式7.3.2 三角波比较方式三角波比较方式 7.3.1 滞环比较方式滞环比较方式图7-24 滞环比较方式电流跟踪控制举例 tOiii*+D Ii*-D Ii*图7-25 滞环比较方式的指令电流和输出电流 跟跟踪踪控控制制方方法法：把把希希望望输输出出的的电电流流或或电电压压波波形形作作为为指指令令信信号号，把把实实际际电电流流或或电电压压波波形形作作为为反反馈馈信信号号，通通过过两两者者的的瞬瞬时时值值比比较较来来决决定定逆逆变变电电路路各各功功率率开开关关器器件件的

40、的通通断断，使使实实际际的的输出跟踪指令信号变化输出跟踪指令信号变化滞环比较方式滞环比较方式 电流跟踪控制电流跟踪控制应用最多。应用最多。 PWM电流跟踪控制单相半桥式逆变电路电流跟踪控制单相半桥式逆变电路 把把指指令令电电流流i*和和实实际际输输出出电电流流i 的的偏偏差差i*-i作作为为带带有有滞滞环环特特性性的的比比较较器器的的输输入入，通通过过其其输出来控制功率器件输出来控制功率器件V1和和V2的通断。的通断。 电抗器PWM波形生成的第三种方法波形生成的第三种方法跟踪控制方法跟踪控制方法滞环宽度 7.3.1 滞环比较方式滞环比较方式滞滞环比比较方式方式 控制规律控制规律 当当V V1

41、1（或（或VDVD1 1）导通时，）导通时，i 增大。增大。 当当V V2 2（或（或VDVD2 2）导通时，）导通时，i 减小。减小。 通通过过环环宽宽为为2I的的滞滞环环比比较较器器的的控控制制，i 就就在在i*+I和和i*-I的的范范围围内内，呈呈锯齿状锯齿状地跟踪指令电流地跟踪指令电流i*。环环宽宽过过宽宽时时，开开关关频频率率低低，跟跟踪踪误误差差大大；环环宽宽过过窄窄时时，跟跟踪踪误误差差小小，但但开开关频率过高，开关损耗增大。关频率过高，开关损耗增大。L大大时时，i 的的变变化化率率小小，跟跟踪踪慢慢；L小小时时，i的变化率大，开关频率过高。的变化率大，开关频率过高。图7-24

42、滞环比较方式电流跟踪控制举例 tOiii*+D Ii*-D Ii*图7-25 滞环比较方式的指令电流和输出电流 7.3.1 滞环比较方式滞环比较方式图7-26 三相电流跟踪型PWM逆变电路 图7-25 滞环比较方式的指令电流和输出电流 三相电流跟踪型三相电流跟踪型PWMPWM逆变电路逆变电路 由三个单相半桥电路组成，三相电流指令信号由三个单相半桥电路组成，三相电流指令信号i*U、i*V和和i*W依次相差依次相差120120。 在在线线电电压压的的正正半半周周和和负负半半周周内内，都都有有极极性性相相反反的的脉脉冲冲输输出出，这这将将使使输输出出电电压压中的谐波分量中的谐波分量增大，也使增大，也

43、使负载的谐波损耗负载的谐波损耗增加。增加。 7.3.1 滞环比较方式滞环比较方式采用滞环比较方式的电流跟踪型采用滞环比较方式的电流跟踪型PWMPWM变流电路有如下特点变流电路有如下特点 硬件电路简单。硬件电路简单。 实时控制，电流响应快。实时控制，电流响应快。 不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。 和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多高次谐波含量多。 属于属于闭环控制闭环控制，是各种跟踪型，是各种跟踪型PWMPWM变流电路的共同特点。变流电路的共同特点。 7.3.1 滞环比

44、较方式滞环比较方式电压跟踪控制电压跟踪控制 把把指指令令电电压压u*和和输输出出电电压压u进进行行比比较较，滤滤除除偏偏差差信信号号中中的的谐谐波波，滤滤波波器器的的输输出出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制。送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制。 输出电压输出电压PWMPWM波形中含大量波形中含大量高次谐波高次谐波，必须用适当的滤波器滤除。，必须用适当的滤波器滤除。 u*=0时，输出电压时，输出电压u u为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路。为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路。 u*为为直直流流信信号号时时，u产

45、产生生直直流流偏偏移移，变变为为正正负负脉脉冲冲宽宽度度不不等等，正正宽宽负负窄窄或或正正窄窄负宽的矩形波。负宽的矩形波。 u*为为交交流流信信号号时时，只只要要其其频频率率远远低低于于上上述述自自励励振振荡荡频频率率，从从u中中滤滤除除由由器器件件通通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和u* 相同，从而实现电压跟踪控制。相同，从而实现电压跟踪控制。图7-28 电压跟踪控制电路举例 7.3.2 三角波比较方式三角波比较方式图7-29 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路 三角波比较方式三角波比较方式 把把指指令令电电流流i*U、i*V和和i*W和和逆逆变变电

46、电路路实实际际输输出出的的电电流流iU、iV、iW进进行行比比较较，求求出出偏偏差差电电流流，通通过过放放大大器器A A放放大大后后，再再去去和和三三角角波波进进行比较，产生行比较，产生PWMPWM波形。波形。 放放大大器器A A通通常常具具有有比比例例积积分分特特性性或或比比例例特特性性，其其系系数数直直接接影影响响着着逆逆变变电电路路的的电电流流跟跟踪特性。踪特性。 特点特点 开开关关频频率率固固定定，等等于于载载波波频频率率，高高频滤波器设计方便。频滤波器设计方便。 为为改改善善输输出出电电压压波波形形，三三角角波波载载波波常用常用三相三角波三相三角波载波。载波。 和和滞滞环环比比较较控

47、控制制方方式式相相比比，这这种种控控制方式输出制方式输出电流所含的谐波少电流所含的谐波少。 7.3.2 三角波比较方式三角波比较方式定时比较方式定时比较方式 不用滞环比较器，而是设置一个不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟固定的时钟。 以以固固定定的的采采样样周周期期对对指指令令信信号号和和被被控控制制变变量量进进行行采采样样，并并根根据据二二者者偏偏差的极性来控制变流电路开关器件的通断，使被控制量跟踪指令信号。差的极性来控制变流电路开关器件的通断，使被控制量跟踪指令信号。 以单相半桥逆变电路为例，在时钟信号到来的采样时刻以单相半桥逆变电路为例，在时钟信号到来的采样时刻 如如ii*，V V1

48、 1关断，关断，V V2 2导通，使导通，使i i减小。减小。 每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小。每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小。 采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的1/21/2。 和和滞滞环环比比较较方方式式相相比比，电电流流控控制制误误差差没没有有一一定定的的环环宽宽，控控制制的的精精度度低低一些。一些。 7.4 PWM整流电路及其控制方法整流电路及其控制方法7.4.1 PWM整流电路的工作原理整流电路的工作原理7.4.2 PWM整流电路的控制方法整流电路的控制方法 7.4 PW

49、M整流电路及其控制方法整流电路及其控制方法引言引言实际应用的整流用的整流电路几乎都是路几乎都是晶晶闸管相控管相控整流整流电路或路或二极管二极管整流整流电路。路。 随着触随着触发延延迟角角 的增大，位移因数降低。的增大，位移因数降低。 输入入电流中流中谐波分量相当大，功率因数很低。波分量相当大，功率因数很低。 把逆把逆变电路中的路中的SPWM控制技控制技术用于整流用于整流电路，就形成了路，就形成了PWM整流整流电路路。 通通过对PWM整整流流电路路的的适适当当控控制制，可可以以使使其其输入入电流流非非常常接接近近正正弦弦波波，且和且和输入入电压同相位，功率因数近似同相位，功率因数近似为1。 也称

50、也称为单位功率因数位功率因数变流器，或高功率因数整流器。流器，或高功率因数整流器。 7.4.1 PWM整流电路的工作原理整流电路的工作原理图7-30 单相PWM整流电路a)单相半桥电路 b)单相全桥电路 可可分分为为电电压压型型和和电电流流型型两两大大类类，目目前前研研究究和和应应用用较较多多的的是是电电压压型型PWM整流电路。整流电路。单相单相PWM整流电路整流电路 对对于于半半桥桥电电路路来来说说，直直流流侧侧电电容容必必须须由由两两个个电电容容串串联联，其其中中点点和和交交流流电电源源连连接接，对对于于全全桥桥电电路路来来说说，直直流流侧侧电电容容只只要要一一个个就就可以了。可以了。包括

51、外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的。 7.4.1 PWM整流电路的工作原理整流电路的工作原理图7-30 单相PWM整流电路b)单相全桥电路 单相单相PWM整流电路整流电路 工作原理（以全桥电路为例）工作原理（以全桥电路为例） 按按照照正正弦弦信信号号波波和和三三角角波波相相比比较较的的 方方 法法 对对 图图 7-30b中中 的的 V1V4进进 行行SPWM控控制制，就就可可以以在在桥桥的的交交流流输输入入端端AB产生一个产生一个SPWM波波uAB。 uAB中中含含有有和和正正弦弦信信号号波波同同频频率率且且幅幅值值成成比比例例的的基基波波分分量量，以以及及和和三三角角

52、波波载载波波有有关关的的频频率率很很高高的的谐谐波波，而而不含有低次谐波。不含有低次谐波。 由由于于Ls的的滤滤波波作作用用，is脉脉动动很很小小，可可以以忽忽略略，所所以以当当正正弦弦信信号号波波的的频频率率和和电电源源频频率率相相同同时时，is也也为为与与电电源源频频率率相同的正弦波。相同的正弦波。 7.4.1 PWM整流电路的工作原理整流电路的工作原理图7-31 PWM整流电路的运行方式相量图 a) 整流运行 b) 逆变运行 c) 无功补偿运行 d) 超前角为 在在us一一定定的的情情况况下下，is的的幅幅值值和和相相位位仅仅由由uAB中中基基波波分分量量uABf的的幅幅值值及及其其与与

53、us的的相相位位差差来来决决定定，改改变变uABf的的幅幅值值和和相相位位，就就可可以以使使is和和us同同相相位位、反反相相位位，is比比us超超前前90，或或使使is与与us的相位差为所需要的角度。的相位差为所需要的角度。 图图a中中，滞滞后后的的相相角角为为 ，和和完完全全同同相相位位，电电路路工工作作在在整整流流状状态态，且且功功率率因因数数为为1，是是PWM整整流流电电路路最最基本的工作状态。基本的工作状态。 图图b中中超超前前的的相相角角为为 ，和和的的相相位位正正好好相相反反，电电路路工工作作在在逆逆变变状状态态，说说明明PWM整整流流电电路路可可以以实实现现能能量量正正反两个方

54、向的流动反两个方向的流动 。 7.4.1 PWM整流电路的工作原理整流电路的工作原理图图c中中滞滞后后的的相相角角为为 ，超超前前90，电电路路在在向向交交流流电电源源送送出出无无功功功功率率，这这时时的的电电路路被被称称为为 静静 止止 无无 功功 功功 率率 发发 生生 器器（ Static Var GeneratorSVG）。 在图在图d的情况下，通过对的情况下，通过对 幅值和相位的控制，可以使幅值和相位的控制，可以使 比比 超前或滞后任一角度超前或滞后任一角度 。 图7-31 PWM整流电路的运行方式相量图 a) 整流运行 b) 逆变运行 c) 无功补偿运行 d) 超前角为 7.4.1

55、 PWM整流电路的工作原理整流电路的工作原理 整流运行状态整流运行状态 当当u us s00时，由时，由V V2 2、VDVD4 4、L Ls s、VDVD1 1和和V V3 3、VDVD1 1、VDVD4 4、L Ls s分别组成了两个分别组成了两个升压斩波电路升压斩波电路。 以以包包含含V V2 2的的升升压压斩斩波波电电路路为为例例，当当V V2 2导导通通时时，u us s 通通过过V V2 2、VDVD4 4向向L Ls s储储能能，当当V V2 2关关断断时，时，L Ls s中储存的能量通过中储存的能量通过VDVD1 1、VDVD4 4向直流侧电容向直流侧电容C C充电。充电。 当

56、当u us s000时类似。时类似。电电压压型型PWMPWM整整流流电电路路是是升升压压型型整整流流电电路路，其其输输出出直直流流电电压压可可以以从从交交流流电电源源电电压压峰峰值值附附近近向向高高调调节节，使使用用时时要要注注意意电电力力半半导导体体器器件件的的保保护护；同同时时也也要要注注意意，向向低低调调节节就就会会使电路性能恶化，以至不能工作。使电路性能恶化，以至不能工作。 7.4.1 PWM整流电路的工作原理整流电路的工作原理负负载载图7-32 三相桥式PWM整流电路 三相三相PWMPWM整流电路整流电路 是最基本的是最基本的PWMPWM整流电路之一，其应用也最为广泛。整流电路之一，

57、其应用也最为广泛。 电路的工作原理也和前述的单相全桥电路相似，只是从单相扩展到三相。电路的工作原理也和前述的单相全桥电路相似，只是从单相扩展到三相。 对对电电路路进进行行SPWM控控制制，在在桥桥的的交交流流输输入入端端A A、B B和和C C可可得得到到SPWM电电压压，对对各各相相电电压压按按图图7-31a7-31a的的相相量量图图进进行行控控制制，就就可可以以使使各各相相电电流流ia、ib、ic为为正正弦弦波波且且和和电电压压相位相同，功率因数近似为相位相同，功率因数近似为1 1。 该电路也可以工作在图该电路也可以工作在图7-31b7-31b的逆变运行状态及图的逆变运行状态及图c c或或

58、d d的状态。的状态。 7.4.2 PWM整流电路的控制方法整流电路的控制方法图7-33 间接电流控制系统结构 根根据据有有没没有有引引入入电电流流反反馈馈可可以以将将这这些些控控制制方方法法分分为为两两种种，没没有有引引入入交交流流电电流流反反馈馈的称为的称为间接电流控制间接电流控制，引入交流电流反馈的称为，引入交流电流反馈的称为直接电流控制直接电流控制。间接电流控制间接电流控制 也也称称为为相相位位和和幅幅值值控控制制，按按照照图图7-31a7-31a（逆逆变变运运行行时时为为图图7-31b7-31b）的的相相量量关关系系来来控控制制整整流流桥桥交交流流输输入入端端电电压压，使使得得输输入

59、入电电流流和和电电压压同同相相位位，从从而而得得到到功功率率因因数数为为1 1的控制效果。的控制效果。 控制系统的闭环是整流器直流侧控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环电压控制环。 三相桥式电路 7.4.2 PWM整流电路的控制方法整流电路的控制方法图7-33 间接电流控制系统结构 控制原理控制原理 和和实实际际的的直直流流电电压压 ud 比比较较后后送送入入PI调调节节器器，PI调调节节器器的的输输出出为为一一直直流流电电流流信号信号id，id的大小和整流器交流输入电流幅值成正比。的大小和整流器交流输入电流幅值成正比。 稳稳态态时时，ud= ，PI调调节节器器输输入入为为零零，PI调调节节

60、器器的的输输出出 id 和和负负载载电电流流大大小小对对应应，也和交流输入电流幅值相对应。也和交流输入电流幅值相对应。 负负载载电电流流增增大大时时，C放放电电而而使使 ud下下降降，PI的的输输入入端端出出现现正正偏偏差差，使使其其输输出出 id 增增大大，进进而而使使交交流流输输入入电电流流增增大大，也也使使 ud 回回升升；达达到到新新的的稳稳态态时时，ud 和和 相相等等，PI调调节节器器输输入入仍仍恢恢复复到到零零，而而 id 则则稳稳定定为为新新的的较较大大的的值值，与与较较大大的的负负载载电电流流和和较较大大的的交流输入电流对应。交流输入电流对应。 负载电流减小时，调节过程和上述

61、过程相反。负载电流减小时，调节过程和上述过程相反。 7.4.2 PWM整流电路的控制方法整流电路的控制方法图7-33 间接电流控制系统结构 从整流运行变为逆变运行时从整流运行变为逆变运行时 负负载载电电流流反反向向而而向向直直流流侧侧电电容容C 充充电电，使使 ud 抬抬高高，PI调调节节器器出出现现负负偏偏差差，其其输输出出 id 减减小小后后变变为为负负值值，使使交交流流输输入入电电流流相相位位和和电电压压相相位位反反相相，实实现逆变运行。现逆变运行。 达达到到稳稳态态时时，ud 和和 仍仍然然相相等等，PI调调节节器器输输入入恢恢复复到到零零，其其输输出出 id 为为负值，并与逆变电流的

62、大小相对应。负值，并与逆变电流的大小相对应。 7.4.2 PWM整流电路的控制方法整流电路的控制方法图7-33 间接电流控制系统结构 控制系统中其余部分的工作原理 图中上面的乘法器是 id 分别乘以和a、b、c三相相电压同相位的正弦信号，再乘以电阻R，得到各相电流在 Rs 上的压降 uRa、uRb 和uRc。 图中下面的乘法器是 id 分别乘以比 a、b、c三相相电压相位超前 /2的余弦信号，再乘以电感L的感抗，得到各相电流在电感Ls上的压降 uLa、uLb 和 uLc。 7.4.2 PWM整流电路的控制方法整流电路的控制方法 各各相相电电源源相相电电压压ua、ub、uc分分别别减减去去前前面

63、面求求得得的的输输入入电电流流在在电电阻阻R和和电电感感L上上的的压压降降，就就可可得得到到所所需需要要的的交交流流输输入入端端各各相相的的相相电电压压uA、uB和和uC的的信信号号，用用该该信信号号对对三三角角波波载载波波进进行行调调制制，得得到到PWM开开关关信信号号去去控控制制整整流流桥桥，就就可可以以得得到到需需要要的控制效果。的控制效果。存在的问题存在的问题 在在信信号号运运算算过过程程中中用用到到电电路路参参数数Ls和和Rs，当当Ls和和Rs的的运运算算值值和和实实际际值值有有误误差差时时，会影响到控制效果。会影响到控制效果。 是基于系统的静态模型设计的，其是基于系统的静态模型设计

64、的，其动态特性动态特性较差。较差。图7-33 间接电流控制系统结构 7.4.2 PWM整流电路的控制方法整流电路的控制方法图7-34 直接电流控制系统结构图 直接电流控制直接电流控制 通通过过运运算算求求出出交交流流输输入入电电流流指指令令值值，再再引引入入交交流流电电流流反反馈馈，通通过过对对交交流流电电流流的的直直接接控控制制而而使其跟踪指令电流值。使其跟踪指令电流值。 图图7-34的的控控制制系系统统是是一一个个双双闭闭环环控控制制系系统统，其其外外环环是是直直流流电电压压控控制制环环，内内环环是是交交流流电电流流控控制环制环。 控制原理控制原理 外外环环PI调调节节器器的的输输出出为为

65、id，id分分别别乘乘以以和和a、b、c三三相相相相电电压压同同相相位位的的正正弦弦信信号号，得得到到三三相相交交流电流的正弦指令信号流电流的正弦指令信号i*a，i*b和和i*c。 电流滞环比较方式 7.4.2 PWM整流电路的控制方法整流电路的控制方法 i*a，i*b和和i*c分分别和和各各自自的的电源源电压同同相相位位，其其幅幅值和和反反映映负载电流流大大小小的的直直流流信信号号id成成正正比比，这是是整整流流器器运运行行时所所需需的的交交流流电流指令信号。流指令信号。 指指令令信信号号和和实际交交流流电流流信信号号比比较后后，通通过滞滞环对器器件件进行行控控制制，便便可可使使实际交交流流

66、输入入电流跟踪指令流跟踪指令值。 采采用用滞滞环电流流比比较的的直直接接电流流控控制制系系统结构构简单，电流流响响应速速度度快快，控控制制运运算算中中未未使使用用电路路参参数数，系系统鲁棒棒性性好好，因因而而获得得了了较多的多的应用。用。图7-34 直接电流控制系统结构图 电流滞环比较方式 本章小结本章小结PWM控制技控制技术的地位的地位 PWM控控制制技技术是是在在电力力电子子领域域有有着着广广泛泛的的应用用，并并对电力力电子子技技术产生生了了十十分分深深远影响的一影响的一项技技术。PWM技技术与器件的关系与器件的关系 IGBT、电力力MOSFET等等为代代表表的的全全控控型型器器件件的的不

67、不断断完完善善给PWM控控制制技技术提提供供了了强强大的物大的物质基基础。PWM控制技控制技术用于直流用于直流斩波波电路路 直直流流斩波波电路路实际上上就就是是直直流流PWM电路路，是是PWM控控制制技技术应用用较早早也也成成熟熟较早早的一的一类电路，路，应用于直流用于直流电动机机调速系速系统就构成广泛就构成广泛应用的用的直流脉直流脉宽调速系速系统。PWM控制技控制技术用于交流用于交流交流交流变流流电路路 斩控式交流控式交流调压电路路和和矩矩阵式式变频电路路是是PWM控制技控制技术在在这类电路中路中应用的代表。用的代表。 目目前前其其应用用都都还不不多多，但但矩矩阵式式变频电路路因因其其容容易

68、易实现集集成成化化，可可望望有有良良好好的的发展前景。展前景。 本章小结本章小结PWMPWM控制技术用于逆变电路控制技术用于逆变电路 PWMPWM控制技术在逆变电路中的应用最具代表性。控制技术在逆变电路中的应用最具代表性。 正正是是由由于于在在逆逆变变电电路路中中广广泛泛而而成成功功的的应应用用，才才奠奠定定了了PWMPWM控控制制技技术术在在电电力电子技术中的突出地位。力电子技术中的突出地位。 除功率很大的逆变装置外，不用除功率很大的逆变装置外，不用PWMPWM控制的逆变电路已十分少见。控制的逆变电路已十分少见。 第第4 4章章因因尚尚未未涉涉及及到到PWMPWM控控制制技技术术，因因此此对

69、对逆逆变变电电路路的的介介绍绍是是不不完完整整的的，学完本章才能对逆变电路有较完整的认识。学完本章才能对逆变电路有较完整的认识。PWMPWM控制技术用于整流电路控制技术用于整流电路 PWMPWM控制技术用于整流电路即构成控制技术用于整流电路即构成PWMPWM整流电路。整流电路。 可看成逆变电路中的可看成逆变电路中的PWMPWM技术向整流电路的延伸。技术向整流电路的延伸。 PWMPWM整流电路已获得了一些应用，并有良好的应用前景。整流电路已获得了一些应用，并有良好的应用前景。 PWMPWM整整流流电电路路作作为为对对第第3 3章章的的补补充充，可可使使我我们们对对整整流流电电路路有有更更全全面面的的认认识。识。 本章小结本章小结PWM控制技术与相位控制技术控制技术与相位控制技术 以以第第3章章相相控控整整流流电电路路和和第第6章章交交流流调调压压电电路路为为代代表表的的相相位位控控制制技术至今在电力电子电路中仍占据着重要地位。技术至今在电力电子电路中仍占据着重要地位。 以以PWM控控制制技技术术为为代代表表的的斩斩波波控控制制技技术术正正在在越越来来越越占占据据着着主主导地位。导地位。 相位控制和斩波控制分别简称相位控制和斩波控制分别简称相控相控和和斩控斩控。 把把两两种种技技术术对对照照学学习习，对对电电力力电电子子电电路路的的控控制制技技术术会会有有更更明明晰晰的认识。的认识。