2022年射频基础知识

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1、读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思射频基础知识精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 1 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思第一部分与移动通信相关的射频知识简介. 31.1 何谓射频 . 31.2 无线电频段和波段命名. 31.3 移动通信系统使用频段. 31.4 第一代移动通信系统及其主要特点. 61.5 第二代移动通信系统及其主要特点. 61.6 第三代移动通信系统及其主要特点. 61.7 何谓“双工”方式？何谓“多址”方式. 71.8 发信功率及其单位换算. 71.9 接收机的热噪声功率电平. 71.10 接收

2、机底噪及接收灵敏度. 81.11 电场强度、电压及功率电平的换算. 81.12 G 网的全速率和半速率信道. 91.13 G 网设计中选用哪个信道的发射功率作为参考功率. 91.14 G 网的传输时延，时间提前量和最大小区半径的限制. 91.15 GPRS 的基本概念 . 10 1.16 EDGE 的基本概念 . 10 第二部分电波传播 . 10 2.1 陆地移动通信中无线电波传播的主要特点. 10 2.2 快衰落遵循什么分布规律，基本特征和克服方法. 11 2.3 慢衰落遵循什么分布规律，基本特征及对工程设计参数的影响. 12 2.4 什么是自由空间的传播模式. 12 2.5 2G 系统的宏

3、小区传播模式. 13 2.6 3G 系统的宏小区传播模式. 13 2.7 微小区传播模式. 14 2.8 室内传播模式 . 16 2.9 接收灵敏度、最低功率电平和无线覆盖区位置百分比的关系. 17 2.10 全链路平衡和最大允许路径损耗. 19 第三部分电磁干扰 . 19 3.1 电磁兼容（ EMC ）与电磁干扰（EMI）. 19 3.2 同频干扰和同频干扰保护比. 20 3.3 邻道干扰和邻道选择性. 21 3.4 发信机的（三阶）互调干扰辐射. 21 3.5 收信机的互调干扰响应. 22 3.6 收信机的杂散响应和强干扰阻塞. 22 3.7 dBc与 dBm . 22 3.8 宽带噪声电

4、平及归一化噪声功率电平. 23 3.9 关于噪声增量和系统容量. 23 3.10 直放站对基站的噪声增量. 24 3.11 IS-95 CDMA 对 GSM 基站的干扰 . 26 3.12 G 网与 PHS网的相互干扰. 27 3.13 3G 系统电磁干扰. 28 3.14 PHS 系统与 3G系统之间的互干扰. 30 3.15 GSM 系统与 3G系统之间的互干扰. 31 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 2 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思第一部分与移动通信相关的射频知识简介1.1 何谓射频射频是指该频率的载

5、波功率能通过天线发射出去（反之亦然），以交变的电磁场形式在自由空间以光速传播，碰到不同介质时传播速率发生变化，也会发生电磁波反射、折射、绕射、穿透等， 引起各种损耗。 在金属线传输时具有趋肤效应现象。该频率在各种无源和有源电路中 R、L、C 各参数反映出是分布参数。在 1.1表中其波长在米和厘米波段通常被我们用作移动通信，所以我们叫它做移动通信射频。1.2 无线电频段和波段命名无线电频谱可划分为如下12 个频段（见表1.1） 。频率的单位是赫兹或周秒，还可以使用千赫（ kHz ） 、兆赫（ MHz ） 、吉赫（ GHz）表示。表 1.1 无线电频段和波段命名段 号频 段 名 称频 率 范 围（

6、含上限、不含下限）波 段 名 称波 长 范 围（含下限、不含上限）1 极低频（ ELF）330 赫（Hz）极长波10010 兆米(Mm) 2 超低频（ SLF）30300赫（Hz）超长波101 兆米(Mm) 3 特低频（ ULF ）3003000赫（Hz）特长波1000100 千米 (km) 4 甚低频（ VLF ）330 千赫（kHz）甚长波10010 千米(km) 5 低频（LF）30300千赫（kHz）长波101 千米(km) 6 中频（MF）3003000千赫 （kHz）中波1000100 米(m) 7 高频（HF）330 兆赫（MHz）短波10010 米(m) 8 甚高频（ VHF

7、）30300兆赫（MHz）米波101 米(m) 9 特高频（ UHF ）3003000 兆赫（ MHz）分米波101 分米(dm) 10 超高频（ SHF）330 吉赫（GHz）厘米波101 厘米(cm) 11 极高频（ EHF）30300 吉赫（GHz）毫米波101 毫米(mm) 12 至高频3003000 吉赫（ GHz）丝米波101 丝米(dmm) 1.3 移动通信系统使用频段ITU 以及各国家无线电主管部门为移动业务划分和分配了多个频段。考虑到无线电波传播的特点，移动业务使用的频段主要都在3GHz以下。确定移动通信工作频段可从以下几方面来考虑：电波传播特性；环境噪声及干扰的影响；服务区

8、范围、地形和障碍物影响以及建筑物的渗透性能；设备小型化；与已经开发的频段的干扰协调和兼容性；用户需求及应用的特点。根据ITU 的规定，在5GHz以下，划分给陆地移动业务的主要频率范围列于表1.2。微波精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 3 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思表 1.2 ITU 5GHz以下陆地移动通信的主要频率范围（MHz ）29.747 4750 （与广播共用）5468 （与广播共用）335.4399.9 406.1430 440470 6874.8 75.287 87.5100 （与广播共用）47

9、0960 （与广播共用）14271525 1668.41690 138144 148149.9 150.05156.7625 17002690 35004200 44005000 156.8375174 174223 （与广播共用）223328.6 我国移动通信使用频段的规划原则上参照国际的划分规划，如我国正在大量使用的150MHz 、350 MHz 、450MHz 、800MHz 、 900MHz ，以及 1.8GHz 等频段。其中：150MHz 频段138MHz149.9MHz ；150.05MHz167MHz （无线寻呼业务）280MHz 频段279MHz281MHz （无线寻呼业务）4

10、50MHz 频段403MHz420MHz ；450MHz470MHz （移动业务）800MHz 频段806MHz821MHz / 851MHz866MHz （集群移动通信）821 MHz 825 MHz /866 MHz 870MHz（移动数据业务）825MHz835MHz / 870MHz880MHz （蜂窝移动通信）840MHz843MHz （无绳电话）900MHz 频段885MHz915MHz / 930MHz960MHz （蜂窝移动业务）915MHz917MHz （无中心移动系统）在民用的移动通信中，用于蜂窝移动通信使用的频段具体安排如下：890909MHz移动台发935954MHz基

11、站发，共19MHz 909915MHz移动台发954960MHz基站发，共6MHz 数字 CDMA 系统频率安排如下：825835MHz移动台发870880MHz基站发，共10MHz 1.8GHz 频段安排如下：17101725MHz移动台发18051820MHz基站发（共15MHz ）17451755MHz移动台发18401850MHz基站发（共10MHz ）中国移动（GSM）中国联通（GSM）中国联通 CDMA GSM1800MHz 中国移动中国联通精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 4 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,

12、熟读而精思17101785MHz移动台发18051880MHz基站发目前正趋于实用化的第三代移动通信，即IMT-2000 。其使用的核心频段为18852025MHz/21102200MHz （其中 19802010MHz/21702200MHz为 IMT-2000 的卫星移动业务频段） 。3GPP 规定 UTRA TDD的频段（共35MHz ） ：（1）19001920MHz 20102025MHz （2）18501910MHz 19301990MHz （3）19101930MHz 3GPP 规定的 UTRA FDD 的频段（上下行各60MHz ） ：（1）19201980MHz 移动台发21

13、102170MHz 基站发（2）18501910MHz 移动台发19301990MHz 基站发。为满足第三代（3G）蜂窝移动通信技术和业务发展的需求，中国于20XX 年对 3G 系统使用的频谱作出了如下规划：第三代公众蜂窝移动通信系统的主要工作频段：频分双工 (FDD) 方式： 19201980 MHz / 21102170 MHz ；时分双工 (TDD) 方式： 18801920MHz 、20102025 MHz 。第三代公众蜂窝移动通信系统的补充工作频段：频分双工 (FDD) 方式： 17551785 MHz / 18501880 MHz ；时分双工 (TDD) 方式： 23002400M

14、Hz ，与无线电定位业务共用，均为主要业务。IMT-2000 的卫星移动通信系统工作频段：19802010 MHz / 21702200 MHz 。目前已规划给公众蜂窝移动通信系统的825835 MHz / 870880 MHz 、885915 MHz / 930960 MHz 和 17101755 MHz / 18051850 MHz频段等，同时规划作为第三代公众移动通信系统的演进扩展频段。此外，为满足铁路系统调度通信等业务发展需要，拟将885889MHz （上行）和930934MHz （下行）作为GSM-R（ EGSM）系统使用的频段；为满足射频电子标签业务发展的需要，将840845MHz

15、 和 920925MHz 规划作为RFID 使用的频段（试用） 。DSC1800MHz 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 5 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思1.4 第一代移动通信系统及其主要特点近代的陆地移动通信系统，也称为蜂窝移动通信系统；自 80 年代起， 已历经三代。第一代的主要特点是利用模拟传输方式实现话音业务，以 AMPS（美国、南美洲）、 TACS（英国、中国）和NMT （北欧）为代表。主要商用时间从80 年代初开始到90 年代前期。它的主要特点是：模拟话音直接调频；多信道共用和频分多址接入方式；频

16、率复用的蜂窝小区组网方式和越区切换；无线信道的随机变参特征使无线电波受多径快衰落和阴影慢衰落的影响环境噪声和多类电磁干扰的影响；无法与固定网迅速向数字化推进相适应，数据业务很难开展；安全保密性差，易被“窃听”，易被“仿制烧号” 。1.5 第二代移动通信系统及其主要特点第二代蜂窝移动通信系统以数字传输方式实现话音和低速数据业务，以 GSM 为主 , IS-95CDMA 为辅。主要商用时间从90 年代中期开始到现在。它的主要特点是：低速率话音编码技术和数字调制；每载波多路、时分多址或码分多址接入；Rake接收机和自适应均衡技术；与固定网向数字化推进相适应，具有中低速数据承载业务能力；先进的开放的技

17、术规范（如A 接口和 U 接口），有利于形成既竞争又相互促进的机制；安全保密性强，不易“窃听”，不易“仿制”；有利于大规模集成。1.6 第三代移动通信系统及其主要特点第三代蜂窝移动通信系统以更高速的数据业务和更好的频谱利用率为目标，采用宽带 CDMA 为主流技术， 目前已形成两类三种空中接口标准，即 WCDMA FDD（简称 WCDMA ） 、WCDMA TDD （简称 TD-SCDMA ）和 CDMA2000 。今后十年内将逐步替代第二代系统而成为主流。它的主要特点是： 新型的调制技术，包括多载波调制和可变速率调制技术； 高效的信道编译码技术，除了沿用第二代的卷积码外，还对高速数据采用了Tu

18、rbo纠错编码技术； Rake 接收多径分集技术以提高接收灵敏度和实现软切换； 软件无线电技术易于多模工作； 智能天线技术易于提高载干比； 多用户检测技术以消除和降低多址干扰； 可与固定网中的电路交换和分组交换网很好地相适应，满足各类用户对话音及高、中、低速率数据业务的需求。精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 6 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思1.7 何谓“双工”方式？何谓“多址”方式“双工”（Duplexer）是相对于“单工”而言的收发信机工作方式。在无线对讲（集群）电话问世之初，由于技术及成本因素，发信机采用

19、了“按下讲话”的方式，即有一个通话按钮，按下时表示发信，放开时表示接收，也就是说，此种通话方式不能像固定电话那样同时收发，故称之为“单工”。而技术的进步和制造成本的下降，使双工滤波器能够在各类工作频段都能随意使用，从而使无线对讲电话也能像固定电话那样同时接收和发送，不需要在讲话时按下按钮, 这种通话方式就是“双工”方式。当收信和发信采用一对频率资源时，称为“频分双工”；而当收信和发信采用相同频率仅以时间分隔时称为“时分双工”。“多址”（Multi Access ）是指在多信道共用系统中，终端用户选择通信对象的传输方式，在陆地蜂窝移动通信系统中，用户可以通过选择“频道”、 “时隙”或“ PN 码

20、”等多种方式进行选址，它们分别对应地被称为“频分（Frequency Division ）多址”、 “时分 （Time Division ） 多址”和 “码分（Code Division ） 多址” 。 简称 FDMA, TDMA和 CDMA. 1.8 发信功率及其单位换算通常发信机功率单位为“瓦特”（W） ，它也可以表示为dBw，即以 1W 为基准的功率分贝值，即Pt（dBW ）=10lg1WW）（Pt为了便于计算， 发信功率单位也可用“毫瓦” （mW） 表示，同样，它也可以表示为dBmW（简写为dBm） ，即以 1mW 为基准的功率分贝值，而1W = 1000 mW 1 dBW = 30d

21、Bm 或 Pt（ dBm）=10lg1mWW）（ mPt1.9 接收机的热噪声功率电平任何一个无线通信接收机能否正常工作，不仅取决于所能获得的输入信号的大小，而且也与其内部噪声以及外部噪声和干扰的大小有关。接收机内部噪声也称为热噪声，它是由电子运动所产生的，其定义是指当温度为290K（17 C）时，由接收机通带（通常由接收机中频带宽所决定）所截获的热噪声功率电平。No= KT B （ W）接收机带宽绝对温度值290K 玻尔兹曼常量1.371023如用 dBW 表示，可写为No（dBw）= 204 dBW + 10lgB 或 = 174 dBm + 10lgB 精选学习资料 - - - - -

22、- - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 7 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思对于 G 网， B = 200KHz （53dB） ，No = 121dBm 1.10 接收机底噪及接收灵敏度接收机底噪：热噪声+NF（接收机噪声系数）对于 G 网， B = 200KHz （53dB） ，NF=4dBm, 接收机底噪 = -174（dBm） +10lgB+ NF（dB）=-117 dBm. 接收灵敏度 : 接收机底噪 +C/I( 载干比 ) 对于 G 网，当 B=200KHz NF=4dB C/I=12dB 时Pi（dBm）= -174+53+4+12 =-1

23、05 dBm 1.11 电场强度、电压及功率电平的换算电场强度（ E）是指长度为1 米的天线所感应到的电压，以v/m、v/m、dBv/m 计，对半波偶极天线而言，其有效长度为，故其感应的电压e 为：e = E（v）式中： E 为电场强度（ v/m） ；为波长（ m）由于半波偶极天线的特性阻抗是73.13，而移动通信接收机的输入阻抗通常为50，因此，接收机的输入开路电压A = e13.7350= E13.7350若以 dBv 计，则：A（dBv）= E（dBv/m）+20lg1.65 = E +20lg11.6 例如：对于900MHz 频段，=0.33m，当采用半波偶极天线时，输入电压A 与接收

24、场强 E 之间的关系为：A（ dBv）= E（dBv/m）-21.33 若采用其他增益天线，只需加上该天线相对于半波偶极天线的增益GD即可对于移动通信系统，按惯例是以电动势（开路电压）作为灵敏度指标值。因此，其电压与功率的换算应为：Pi= RA2当 R=50时Pi = A 137（dBW）精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 8 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思或 = A 107（dBm ）1.12 G 网的全速率和半速率信道GSM 系统的语音编码采用规则脉冲激励长期线性预测（RPELTP）编译码方式，根据速率不同可

25、以分为全速率和半速率两种信道。当编码器每20ms 取样一次，线性预测声域分析抽头为8 时，输出260bit，此时编码速率为260/20=13Kbits/s ，即为全速率信道。半速率是GSM 在 26 复帧中奇偶各传一路。1.13 G 网设计中选用哪个信道的发射功率作为参考功率GSM 系统是一个时分多址系统，每个时隙的最大功率都是一样的，但控制信道可以根据移动台与基站距离远近对话音信道功率进行检测，所以话音信道的功率是变化的。在 G 网作功率规划时，是以相对恒定的BCCH 信道功率作为参考功率进行规划的。1.14 G 网的传输时延，时间提前量和最大小区半径的限制G 网上行传输方向，在随机接入信道

26、 （RACH ）上传送， 用于移动用户 （通过基站）向网络提出接入申请。由于移动台距基站的距离是可变的，因而其传播时延也是变动的，为了保证基站接收机能够准确地接收任一移动台的申请，故在接入信道尾部设立较长的防护段，称为扩展保护期， 占 68.25 比特， 约 251s，该值对应大于35Km 的传输时延， 即保证距基站35Km 的移动台发出的接入申请也不会丢失。但是，保护期的增加实际上是增加了传输开销，也即降低了信息传输速率，因此，G 网中相应地采用了自适应的帧调整技术。一旦移动台通过接入信道登记，基站便连续地测试传播时延，并在慢速辅助控制信道上以2 次/秒向移动台发出时间提前量指令，其值为 0

27、233s，移动台按此指令进行自适应帧调整，使得移动台向基站发送的时间与基站接收的时隙相一致。从基站的角度看，下行方向延时3 个时隙（ BP）就可以得到上行方向的结构，也就是上行时隙与其对应的下行时隙号有3 个偏移，这是GSM 规范中规定的。从移动台的角度看， 为了弥补传输时延变化的影响，用一个时间值来补偿传播时延，以调整收发时延始终保持在3 BP，这个数值称为时间提前量TA（Timing Advance ） 。此时，从MS的角度看，上下行之间的准确偏移量是3 BPTA， TA 值由 BTS 根据传播时延量计算并通知 MS，如下图所示：BP BP TA 时间提前量的结构图BTS TX MS TX

28、 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 9 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思GSM 规范中，时间提前量TA 包含 6 位二进制码元，数值范围为063，每个码元传输时间为3.69s，因此Tamax=233s，这相当于电波传输35Km 的往返时间。从这点出发，也可推知，GSM（当 8 个时隙正常运用时）的小区覆盖最大半径只能是35Km。当然， GSM 也允许特殊的稀路由状态下，将8 个时隙合并为4 个时隙，甚至2 个时隙或 1 个时隙，此时，允许的小区覆盖半径最大可达290Km。1.15 GPRS的基本概念众所周知， G

29、SM 是以数字话音业务为主的低速率移动通信系统，且只能完成电路数据交换， 远不能满足移动数据业务的要求。作为一种改进， 以现有 GSM 网络为基础，叠加一个支持高速分组数据传输的网络，将数据业务的速率从9.6kb/s 提高一个量级，从而推出了GPRS，即通用分组无线业务（General Packet Radio Service） ，GPRS 也被称为 2.5G 系统。除了运营软件需相应升级以外，GPRS 需对原有网络进行一些改动，增加新的设备如业务支持节点（SGSN） ，网关支持节点（GGSN）等。GPRS 是移动通信技术和数据通信技术的完美结晶，它可以在保证话音业务的同时，利用无线信道的空闲

30、资源完成分组数据业务，大大地提高了GSM 无线频率资源的利用率。 理论上讲， 如果将每个载频8 个全速率时隙都用来传送数据的话，最高可以提供 171kb/s 的传输速率。但实际上由于受容量和调制方式的限制，其速率一般也只能到几十 kb/s。GPRS 定义了四种不同的编码方案，即称为CS-1 到 CS-4，分别对应不同的传输速率（从 9.6kb/s21.4kb/s） 。1.16 EDGE的基本概念虽然 GPRS 采用了多时隙操作模式，但也只能将传输速率提高到几十kb/s，受限制的主要因素在于GMSK 的调制方式。为了进一步提高GSM 系统的容量，欧洲电信标准协会 （ETSI ）推出了一种增强数据

31、率的演进方案，即EDGE（Enhanced Date Rates for GSM Evolution ） ，也被称为GSM 的 2.75G 系统。EDGE 系统引入了多电平调制方式8PSK 调制，使用户数据信道每时隙的比特率从 22.8 kb/s 提高到 69.2 kb/s，而所有的控制信道仍采用GMSK 调制方式。尽管 EDGE 理论上可以达到的最高码率约每帧560 kb/s,但实际上它还要受移动速度的限制 ,随着速度的提高,其码率将降至384 kb/s（ V=100km/hr时） ,甚至到144 kb/s（V=250km/hr 时） 。第二部分电波传播2.1 陆地移动通信中无线电波传播的主

32、要特点陆地移动通信中无线电波传播有两个最显著的特点：第一、随着移动体的行进，由于建筑物、树林、起伏的地形及其他人为的、自然的障碍物的连续变化，接收信号场强会产生两种衰落，即多径快衰落和阴影慢衰落。前者是快速的微观变化，故称之为快衰落；后者是缓慢的宏观变化，是由阻挡物引起的阴影效应所造成的慢衰落。这两种衰落叠加在一起就是陆地移动通信电波传播的主要特精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 10 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思性。第二、在城市环境中，衰落信号的平均场强与自由空间或光滑球面传播相比要小得多，并且接收信号的质量

33、还要受到环境噪声的严重影响。通常移动通信电波传播的路径（中值）损耗与距离和频率有关，与收发天线的高度有关， 也与地形地貌有关。各类场强预测模式都是人工模型，就是以某些特定的地形为基础，经过大量测试及计算机模拟分析以后提出的参考标准，随后再加以修正。当工作频率确定以后，在特定的天线高度下，人工传播模型都有三个特征值：断点、斜率和附加修正因子。LP=A+Blg0dd+C A当 d = d0时的路径中值损耗，d0即为断点B路径（中值）损耗随距离而变化的斜率（衰减因子）C对地形地貌的修正因子2.2 快衰落遵循什么分布规律，基本特征和克服方法在移动通信传播环境中，到达移动台天线的信号不是单一路径，而是来

34、自许多路径的众多反射波的合成。由于电波通过各个路径的距离不同，因而各条路径的反射波到达的时间不同，相位也不同。不同相位和幅度的多个信号在接收端叠加，有时同相增强，有时反相减弱。这样，接收信号的幅度将急剧变化，即产生了衰落。这种衰落是由多径传播所引起的，称为多径快衰落。它的变化速率与移动体行进速度及工作频率（波长）有关，其变化范围可达数十分贝。衰落的平均速率为2/（为车速 m/s；为波长m） 。大量统计结果表明，绝大多数的多径衰落遵循瑞利（Raxleigh）分布。一般来说，模拟移动通信系统主要考虑接收信号幅度的变化；而数字移动通信系统还需考虑信号的时延和扩展。在第二代和第三代数字移动通信系统中，

35、都采用了以下三个措施减少多径快衰落的影响：采用合理的纠错编码（如卷积码、Turbo 码等） 、交织保护和重传协议，以增加信号的冗余度，并进行时间分集；利用快速功控和（接收和/或发信）分集缓解功率损失；使用多个 Rake 接收指峰进行多径分集接收，更好地集中能量。精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 11 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思2.3 慢衰落遵循什么分布规律，基本特征及对工程设计参数的影响在移动通信传播环境中，电波在传播路径上遇到起伏的山丘、建筑物、 树林等障碍物阻挡，形成电波的阴影区，就会造成信号场强中值的

36、缓慢变化，引起衰落。通常把这种现象称为阴影效应，由此引起的衰落又称为阴影慢衰落。另外，由于气象条件的变化，电波折射系数随时间的平缓变化，使得同一地点接收到的信号场强中值也随时间缓慢地变化。但因为在陆地移动通信中随着时间的慢变化远小于随地形的慢变化，因而常常在工程设计中忽略了随时间的慢变化，而仅考虑随地形的慢变化。慢衰落的速率与频率无关，主要取决于阻挡物的尺寸和结构以及收发天线的高度和移动体的速度；而慢衰落的深度取决于信号频率和阻挡物的材质。大量统计数据表明，阴影衰落服从对数正态分布，正态分布有两个特征值，即均值（）和偏差（） ，按照对数正态分布的特征可知，当覆盖区边缘的接收场强中值恰巧等于均值

37、（）时，系统接收场强没有余量，只能保证覆盖区边缘50%的地点满足通信要求。在移动通信系统的无线工程设计中，必须提供接收场强的余量才能保证更多地点的可通率，这个余量与偏差（）有关。按对数正态分布规律余量（ dB）0 1.281.642覆盖区边缘可通率（%）50 84 90 95 97.7 而值根据不同地形特征由实测得到，也可根据国际电联的相关推荐数据进行比较选择而定。2.4 什么是自由空间的传播模式所谓自由空间是指相对介电常数和相对磁导率均恒为1 的均匀介质所存在的空间，这相当于一个真空的空间，在360的球体具有各向同性，电导率为零等特性。自由空间传播与真空传播一样，只有扩散损耗的直线传播，而没

38、有反射、折射、绕射、色散等等现象，其传播速度等于光速，因此，自由空间是一种科学的抽象，但它可以作为实际传播模式的参考。 特别在室内视线可见的范围内，其传播模式非常接近于自由空间模型。自由空间的路径中值损耗Lbs=32.45+20lgf +20lgd 式中 f：工作频率（MHz ）精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 12 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思d：收发天线间距（km）2.5 2G 系统的宏小区传播模式国际电联推荐用奥村（Okumura-Hata ）模式所提供的曲线及其归纳的经验公式作为第二代移动通信系统中城

39、市宏小区传播模型。LP= 69.55+26.16lgf-13.82lghb-(hm) + 44.9-6.55lghb lgd（ dB）该模型使用范围：f：1501500MHz hb：30200m hm： 110m d：120km hm以 1.5m 为基准对于中小城市：(hm) = 1.1lgf-0.7 hm-1.56lgf-0.7 （ dB）对大城市： (hm) =8.29lg （1.54 hm）2-1.1 （dB）当 f300MHz (hm) =3.2lg （11.75 hm）2-4.97 （dB）当 f 300MHz 2.6 3G 系统的宏小区传播模式前述奥村模式工作频率的上限只有1500

40、MHz 。因此，欧洲科学和技术研究协会（Euro-Cost）组成了COST231 工作委员会，提出了奥村模式的扩展模型，即COST231 Hata 模型。其路径损耗的计算公式为：LP（ dB）=46.3+33.9lgf-13.82lghb-(hm) + 44.9-6.55lghb lgd +CM式中， CM为大城市中心校正因子。在中小城市和郊区，CM=0，在市中心， CM=3 dB 该模型适用于下列参数范围：f：15002300MHz hb：30200m hm：110m d： 120km 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 13 页，共

41、 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思与前述奥村模式相比，前两项由69.55+26.16lgf 变为 46.3+33.9lgf ，如果分别以f=900MHz 和 2000MHz 代入，可知仅此一项2G 与 3G 系统的路径损耗将相差1012dB。2.7 微小区传播模式随着 3G 的问世，微小区覆盖更显重要，我们介绍两种传播模型 COST231WI 模型该模型广泛用于建筑物高度近似一致的市、郊小区，该模型考虑了自由空间损耗、从建筑物顶到街面的损耗以及街道走向对电波传播衰耗的影响。如图所示为该模型的传播示意图如果电波在街道形成的峡谷中存在一个自由的视距可见（LOS）路径的话，它与自由空间

42、的传播特性是有差别的。L=42.6+26logd(km)+20logf(MHz) d0.02km 高基站天线传播在这种情况下COST231WI 模型由三项组成L=bfL+rtsL+msdL精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 14 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思式中，bfL为自由空间损耗，即Lbf=32.44+20logf(MHz)+20logd(km) rtsL为“最后的屋顶到街道的绕射散射损耗”-16.9-10lgw+10lgf+20lgmh+oriLRhmh0 rtsL0 oriL为街道方向因子，即电波方向与

43、街道方向之夹角。-10+2.5 0 35+2.5+4.0 35 55+4.00 5590msdL为多重屏绕射损耗bshL+ ak+dklogd+fklogf-9logb 0 msdL 0 其中bshL和基站天线相对于建筑物高度有关-18log1+bh bhRh0 bhRh54 bhRh54-0.8bhd0.5km，bhRh54-0.8bhd/0.5 d0.5km，bhRh18 bhRh18-15bh/RhbhRh0.7（f/925）-1 树木密度适中的中等城市fk= -4 + 和郊区中心1.5（f/925）-1 大城市中心rtsL= LorimsdL= bshL= ak= dk= 精选学习资料

44、 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 15 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思COST231WI 模型的使用范围f：800 2000MHz bh：450m mh： 13m d：0.025Km Rh：3楼层数 +屋顶参数双线模型双线模型的基本假设是：从发射天线到接收天线有两条路径，即视距可见直达波和地面反射波。其路径损耗为收发之间距离d 的函数，并且可以用3 条不同斜率的线段来表示。双线模型中首先要确定一个突发点，即发射天线到该点的距离恰好是从发射到接收的第一菲涅尔半径椭球碰到地面的那一点的距离。d= (4 ht hr)/对于 f=

45、1900MHz 时40+25logd d2dbL= 40+25log（2db）+40log（bd2d）2dbd4bd40+25log（2db） +40log（4bd）+60log （b4dd）d4bd对于建筑物相对较少的微小区，采用双线模型是比较合适的。2.8 室内传播模式在室内电磁波传播受影响的因素很多，在有限的空间内环境变化大，墙、顶、地、人和室内物体等都会引起电磁的反射、折射、散射和吸收，电磁场分布十分复杂，电波传播模型相应多种多样。本文着重介绍在测试的基础上总结出来的三种传播模型，可供移动通信室覆盖预测参考用。1）室内小尺度路径损耗室内小尺度路径损耗是指短距离、短时间内快速衰落（衰落深

46、度达2040dB） ，其精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 16 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思传播模型表达式为：XddndPdPLL)log(10)()(00(dB) （式 1）式中：)(dPL表示路径d 的总损耗值；)(0dPL表示近地参考距离（30d10） ，自由空间衰减值n 表示环境和建筑物传播损耗指数（1.63.3）X表示标准偏差6（314）的正态随机变量2） 、室内路径损耗因子模型这一模型灵活性很强，预测路径损耗与测量值的标准偏差为4dB 衰减因子模型表达式为：)()log(10)()(00dBFAF

47、ddndPdPSFLL（式 2）式中：SFn表示同层损耗因子（1.63.3）FAF 表示不同层路径损耗附加值（1020dB）3） 、室内自由空间路径损耗附加因子模型在室内可以认为是自由空间受限的传播路径，这一模型灵活性很强，预测路径损耗与测量值的标准偏差为4dB，其传播模型表达式为：)log(20)()(00dBddddPdPLL（式 3）式中：为路径损耗因子（-0.21.6dB/m ）由于室内传播非常复杂，预测出的场强和实际测量值存在一定偏差，工程设计时需用实测值对传播模型进行修正。2.9 接收灵敏度、最低功率电平和无线覆盖区位置百分比的关系通常，在进行项目设计时，我们会得到一个数据，即所需

48、覆盖区边缘的可通率和最低功率电平（如: 90% 和 -85dBm） 。与这个数据有关的技术指标主要是：接收机灵敏度SV（dBm） ；在实际噪声环境中的恶化量d（dB） ；对覆盖区及其边缘的可通信概率（%）这些参数之间的关系可用下式表示：Prmin=SV+d+x精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 17 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思SV接收机灵敏度指标值（dBm）d在实际噪声环境中的恶化量d（dB）阴影慢衰落的偏差值（dB）x 与覆盖区边缘的可通率有关的系数SV是指接收机在静态条件下（试验室内），满足一定的误码性能

49、的条件下，其射频输入端所需的最低信号电平，通常用功率电平（dBm）表示。当一个接收机置于实际通信环境中时，由于噪声及多径衰落的影响，其误码性能将被恶化，此时，为了保证误码性能达到系统的要求，就必须加大射频输入端的信号电平到SV+d，d 值即实际环境中由于噪声和多径衰落造成的恶化量。接下来的问题是，当覆盖区边缘信号电平达到接收机需要的最低输入保护电平（SV+d）时，能否保证正常通信呢？答案是能保证，但不能完全保证。因为移动通信的电波传播阴影慢衰落特性，服从对数正态分布。因此必须具有一定的衰落余量才能保证需要的通信效果，在工程上归结为覆盖区边缘或整个覆盖区的可通信概率。通信概率与系统余量的关系见下

50、图：当系统余量为0 时，覆盖区边缘可通概率为50当系统余量为1时，覆盖区边缘可通概率为84当系统余量为2时，覆盖区边缘可通概率为97当系统余量为3时，覆盖区边缘可通概率为99.7当系统余量为1.28时，覆盖区边缘可通概率为90接收灵敏度、最低功率电平与覆盖区位置百分比关系例如： G 网接收机灵敏度为-102 dBm，环境恶化量为9dB，当阴影衰落偏差为6dB 时，如果需要覆盖区边缘可通率为90%，其最低信号功率电平应为：50%84%90%97%99.70%50.0%60.0%70.0%80.0%90.0%100.0%0123精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - -

51、 - - - - -第 18 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思Prmin= 102 dBm+9 dB+1.28 6 dB =85.3 dBm 此时，能满足整个覆盖区95%的可通率。2.10 全链路平衡和最大允许路径损耗由于无线覆盖区工程设计涉及诸多参数，且上、下行也有较大区别，因此，在无线覆盖区设计中需进行全链路预算，其目的主要是：验证链路参数设置的合理性；验证上、下行链路的平衡；对于 3G 系统，还需验证不同数据业务（同等的QOS）链路的平衡问题。通常链路平衡预算是将各类参数列表后求得允许的最大路径损耗值，随后将其与实际的路径损耗中值（按确定的损耗模式）相比较。允许最大

52、路径损耗=发射功率 +发信天线增益+收信天线增益 +软切换增益接收灵敏度干扰储备馈线等附加损耗人体损耗阴影（慢）衰落储备按确定模式计算的实际路径损耗中值第三部分电磁干扰3.1 电磁兼容（ EMC ）与电磁干扰（ EMI ）所谓电磁兼容性，是指电子设备或系统工作在指定的环境中，不致由于无意的电磁辐射而遭受或引起不能容忍的性能下降或发生故障的抑制能力。电磁兼容的反面即电磁干扰，欲解决电磁兼容性问题，必须从分析系统和系统间电磁干扰着手。从无线信号的干扰产生的机理来看，应该将干扰分为：热噪声的增加离散型干扰互调及谐波邻道干扰同频干扰杂散干扰及接收机阻塞当前移动通信系统正处于2G 向 3G 平滑过渡的年

53、代，2G 系统的 G 网、C 网、PHS网和 3G 系统的 WCDMA 、Cdma20001x 以及 TD SCDMA 之间将长期共存。因此， 分精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 19 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思析它们之间的电磁干扰将是移动通信建设和运营部门迫在眉睫的重大课题。3.2 同频干扰和同频干扰保护比顾名思义，当接收机接收到的无用信号的频率与有用信号相同时，即称为同频干扰。在蜂窝移动通信网中，相同的频率在隔开一段距离以后被重复使用，这一原理是蜂窝系统的精髓所在，也是解决系统容量和提高频谱利用率的根本

54、途径。但由此带来的问题是系统内的同频干扰。为了使系统能正常工作，由于频率复用引起的同频干扰必须是足够小以至于可以被忽略或者至少不影响正常的通信。在 G 网中，通常将整个频段分成若干频率组k，对应分配到各小区；频率分组愈多，整个系统内同频小区的间隔就愈大，同频干扰就愈小，但每区频道数将减少，使话务量也随之降低。合理的方式是在满足同频干扰保护比的前提下将k 值降至最低， 在全向天线状态下，K 与同频复用距离D 的关系是：rD=3k式中： D 为同频小区中心间距r 为小区半径k 即频率复用系数下表为 k=312 时，对应的rD值k 3 4 7 9 12 rD3 3.46 4.6 5.2 6 同频复用

55、保护距离主要取决于同频干扰保护比（C/I）值，它与要求的信号质量、传播环境、要求的信号通信概率等因素有关。如果假定区内电波传播衰减与距离呈4次方幂关系，则可推断得：IC= 4rD61= 23k61= 23k2或 k = IC32G 网中，通常取IC=12dB 或 9dB； 对应的 k = 3.27 或 2.31 因此，当不带跳频时（IC=12dB） ，k=3 已趋极限。在C 网和即将投入商用的3G系统中，由于采用了直接扩频码分多址技术，其基础是使用一组正交（或准正交）的伪随机码噪声（PN）序列通过相关处理实现选址的功能。它所采用的扩频技术把原始信精选学习资料 - - - - - - - - -

56、 名师归纳总结 - - - - - - -第 20 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思号的带宽变换成带宽宽得多（几百或几十倍）的类噪声信号。 因此在接收端仅有用信号为窄带谱， 而其余同频的无用信号均为宽带谱，也就是说各类信号呈现的特征是一个类噪声的信号和诸多宽带白噪声。因此，码分系统的相邻小区的载频可以是相同的，即rD=2，k=1.33，而对码分系统的同频干扰的分析将归结白噪声的提高。3.3 邻道干扰和邻道选择性相邻频道干扰简称邻道干扰，它主要取决于接收机中频滤波器的选择性和发信机在相邻频道通带内的边带噪声。在 3G 系统内， 由于有多个运营商共同运营，如果在一个小区内有几

57、个运营商且它们的工作频道恰巧相邻的话，则当基站站址选择不当时，会引起较严重的邻道干扰。邻道干扰比（ACIR ）取决于相邻信道选择性（ACS）以及发信机邻道辐射功率比（ACLR ）邻道干扰比（ACIR ）也是两个相邻载波之间的耦合度。在数值上可表示为：ACIR （dB） = 10lg10ACLR10ACS1010在 WCDMA 上行系统中，性能要求见下表相邻状况信道间隔允许的最大相邻信道泄漏功率比邻道干扰比ACIR 移动台（ ACS）基站（ ACLR ）第一相邻付载波5MHz 33dB 45 dB -32.7 dB 第一相邻付载波10MHz 43 dB 50 dB -42.2 dB 这个数值可以

58、用来计算小区内基站接收机噪声电平的增加。3.4 发信机的（三阶）互调干扰辐射两个或多个信号经过非线性传输电路后，将产生等间隔的互调产物，其中尤以奇阶特别是三阶互调最为严重，因此，三阶互调就成为讨论互调辐射的主要代表。发信机末级功放是三阶互调产物产生的主要来源，当两个系统的发信天线靠得很近时，也可能通过天线来耦合而引起三阶互调辐射。三阶互调干扰的危害首先取决于其产物与有用信号频率之关系，其次取决于干扰信号的幅度以及非线性器件本身的线性度。如图：三阶产物的频率应为 2f2-f1 和 2f1-f2 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 21 页

59、，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思三阶产物与主信号等间隔分布3.5 收信机的互调干扰响应同样，当收信机在接收有用信号的同时收到二个或二个以上具有特殊频率关系的无用信号时， 由于收信机前端电路的非线性，当无用信号足够大时，也将产生互调干扰响应。如图，特殊频率关系是指两者间隔相等（f） 。当然f 的大小可以使无用信号在通带内或通带外都可以产生干扰响应，而且无用信号无论是已调或未调的都可构成三阶互调干扰响应。收信机的三阶互调干扰相应将折算为同频干扰处理，其产物也应满足系统组网所要求的载干比（例如G 网为 12dB）3.6 收信机的杂散响应和强干扰阻塞接收机除接收有用信号外，还能收到

60、其他频率的无用信号。这种对其他无用信号的“响应”能力通常称为“杂散响应”；当无用信号足够强时，会使接收机输出端噪声显著增加，相当于接收机灵敏度下降；严重时，会使接收机完全阻塞而无法正常工作，这种现象称为接收机灵敏度抑制或强干扰阻塞。强干扰无用信号可以来自发信机的杂散辐射，但大部分情况是来自其他系统的信号辐射，特别对于终端处于运动状况的移动通信系统而言更甚。产生灵敏度抑制或阻塞的主要原因，是由于干扰信号足够高，使接收机产生自动增益控制，或者由于接收机的高放和/或混频级进入饱和状态，使接收机对有用信号的增益进入非线性，从而导致接收机灵敏度降低甚至阻塞。3.7 dBc 与 dBm 我们已经阐明了dB

61、m 或 dBW 都是用分贝数表示的绝对功率电平值，它以载波信2f1-f2 f1 f2 2f2-f1 ff f ff1 f2 f0f f无用信号有用信号精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 22 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思号功率电平为基准。通常，发信机的杂散辐射，邻道辐射和互调辐射功率电平可以用绝对值（dBm ）来表示，也可以用相对值（dBc）来表示。例如：某发信机额定功率电平为30dBm，其杂散辐射电平为-70dBc，且绝对值不应大于 -36dBm，该项指标表明，杂散辐射相对电平为30 dBm-70 dB=-4

62、0 dBm ，且满足绝对值不大于-36dBm 的要求又如： GSM 与 PHS 系统的发射功率与下行杂散辐射功率如下表所示GSM PHS 下行发射功率+43dBm +27dBm 下行杂散辐射1GHz 36dBm 带内 103dBm 1GHz 30dBm -90dBc 表明： GSM 的下行杂散辐射功率在1GHz 频段内为 36dBm ，在 1GHz 频段内为 30dBm，相对于载波功率，也可分别表示为-79 dBc 和-73dBc，而 PHS 则用相对功率电平表示为-90 dBc，计算时可以折成绝对电平+27 dBm-90 dBc=-63dBm 。3.8 宽带噪声电平及归一化噪声功率电平发信机

63、除了离散型（以脉冲形式出现）杂散、邻道和互调辐射外，还有宽带噪声辐射； 尤其是对于码分多址系统，因为其发射信号都以直扩伪随机码噪声序列形式出现，因此研究其宽带噪声电平的影响尤其重要。宽带噪声的一个特点是其频谱延伸很宽，因此，表示宽带噪声电平高低需要表明测试带宽值，或者为了计算方便都将它归一为单位赫兹的噪声功率电平。例如：XX 系统的邻道辐射噪声功率为-42 dBc/30KHz ， 该系统发射功率为+24 dBm ，则表明该系统的邻道辐射噪声功率为-18dBm/30KHz或者为（-18 dBm-45 dB ）=-63dBm/Hz ，通常，归一化噪声功率电平（/Hz）可以不写，而直接用-63 dB

64、m 表示。3.9 关于噪声增量和系统容量如前所述，码分多址是第三代移动通信系统的主流技术，码分多址系统是一个自干扰容量受限系统。上/下行容量与噪声的增加密切相关。我国国家有关主管部门在进行 3G 系统仿真时，对于上行系统容量的准则是根据热噪声升高(干扰余量)6dB 估算 , 相当于信道负荷为75%。精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 23 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思即干扰余量=10lg（1-%）1%：信道负荷 =极限容量信道数信道数% % 50 60 75 （dB）3 4 6 而对于 TD SCDMA 系统，

65、由于采用了时分双工技术和多用户检测技术，所有用户将分配在不同时隙内，所以不能简单地采用噪声提升6 dB 的准则进行容量估算。通常假定：当用户满意率为95%时得到的系统容量假设为系统的极限容量，此极限容量的 75%则设置为系统正常工作时的系统容量。3.10 直放站对基站的噪声增量当一个通信系统中引入有源器件，例如直放站时,需对该系统接收机增加的噪声进行计算分析，以不影响或很少影响原系统施主基站接收信号质量为准。施主基站接收端的噪声：NpBTS 10lgKTB + NfBTS接收机噪声系数带宽为 B(Hz) 时热噪声功率电平直放站输出的噪声功率NpREP 10lgKTB + NfREP+ GREP

66、 121dBm+ NfREP+ GREP则达到施主基站接收端的噪声功率电平应为NpREP=NpREPLBPR（直放站至施主基站的传播损耗）=121dBm+ NpREP+（GREPLBPR）也就是说， 引入直放站后， 基站接收端的总噪声功率电平NPT应为基站底躁声NpBTS和直放站引入的NpREP的叠加即 NPT=10lg10N10NpREPpBTS1010其中， NpBTS=121dBm+ NfBTS当 B200KHz直放站的增益直放站的噪声系数在 B(Hz)带宽内直放站的热噪声电平精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 24 页，共 31

67、 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思NpREP=121dBm+ NfREP+（GREPLBPR）NPT= NpBTS+10lg （1+1010LGNNBPRREPfBTSfREP）=121dBm+ NfBTS+NBTSNBTS=10lg （1+1010LGNNBPRREPfBTSfRE P）称为噪声叠加在工程实际中，通常NfREP和 NfBTS是限定值，因此噪声增量或总噪声应为（GREPLBPR）的函数。例如：当 NfREP=4dB，NfBTS=2 dB 时则，当 GREPLBPR=3 dB 时，NBTS=6 dB GREPLBPR=-2dB 时，NBTS=3dB GREPLBPR=-8

68、dB 时，NBTS=0.97dB 也就是说，当直放站增益比基站到直放站的传输损耗LBPR小 8dB 时，就可以把基站接收端的噪声增量控制在1dB 以内。下图以 GREPLBPR为横坐标，画出了该变量与基站噪声增量NBTS的关系曲线-0 2 4 6 8 10 12 (dB) 噪声增量NF-1 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 (dB) 直放站噪声增量 NFBTS-rise =lolog1+10Nris/10直放站级联噪声增量 NFREP-rise =lolg1+10-Nrise/10 Nrise= GREPLBTSREP噪声增量因子 Nrise=GREP-LBTSREP 精选学习

69、资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 25 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思无论对 G 网、C 网或是 3G 系统， 我们都可以根据该系统所要求的IC /（SIR）值，求得允许的NBTS值，然后由上述曲线确定直放站增益与系统损耗之差值，调整直放站增益时系统的噪声增量降至允许范围内。3.11 IS-95 CDMA 对 GSM 基站的干扰国家信息产业部无200265 号文“有关800MHz 频段 CDMA 系统基站和直放站杂散辐射限值及其对900MHz 频段 GSM 系统邻频共用设台要求的通知”中明确指出鉴于两个系统之间只有5M

70、Hz 保护带，为了防止对G 网的接收产生有害干扰，必须限值 CDMA800 的杂散辐射电平。详细的指表要求见下表IS-95 CDMA 系统基站和直放站带外各频段杂散辐射限值频率范围测试带宽极限值检波方式9KHz 150 KHz 1 KHz -36dBm 峰值150 KHz 30MHz 10 KHz -36dBm 峰值30M Hz 1GHz 100 KHz -36dBm 峰值1G Hz 12.75GHz 1 MHz -30dBm 峰值806M Hz 821MHz 100 KHz -67 dBm 有效值885M Hz 915MHz 100 KHz -67 dBm 有效值930M Hz 960MHz

71、 100 KHz -47 dBm 峰值1.7G Hz1.92GHz 100 KHz -47 dBm 峰值3.4G Hz3.53GHz 100 KHz -47 dBm 峰值表中，对G 网和集群频段作了最严格的限值，为-67 dBm 100 KHz （-117 dBmHz）如果假定G 网上行接收机噪声电平为-12 1dBm+5 dB -116 dBm， 而它能承受的干扰电平比它低4 dB，即 -120 dBm 。则按此要求计算当C 网下行杂散为-117 dBmHz 时，要求天线的最低隔离度LS0LS0-117 dBm-(-126dBm)-10lg网带宽干扰带宽G=9dB+10lg200KHz =6

72、2 dB 按此要求值，可以求得两副天线之间的水平间距；当然，如果G 网输入端加装滤波器的话，可以使水平间距相对减小，如下表所示：C 网发射天线与G 网接收天线的水平间距精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 26 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思C 网下行发射在885915 M Hz 频段的杂散辐射两系统天线之间水平距离（m）加装滤波器的衰减值（dB）-117 dBm Hz 50 不需加装滤波器2050 10 1020 15 3.12 G 网与 PHS网的相互干扰G 网与 PHS 网都是时分多址系统，但双工方式不一样，

73、 前者是 FDD， 后者用 TDD 。TDD 方式上行接收特别易受干扰，因此需要对其进行分析。两个时分多址系统都是以脉冲突发形式发射功率，属离散型干扰，这种系统间干扰分析步骤应该是：首先进行频率关系计算，或画出其频率直方图，查出是否存在同频、邻道及互调和谐波干扰。其次是了解各自的技术指标，包括发射功率、接收灵敏度、同频干扰比和杂散辐射等。如果不存在直接的频率相互干扰，则也应计算发射主信号是否会造成接收机阻塞，以及发射杂散辐射电平是否会造成同频干扰的问题。如图，即 GSM900MHz 和 GSM1800MHz 以及 PHS 的频率直方图上行下行由频率计算可知 G900 下行两次谐波将与PHS 重

74、叠； G1800 下行与 PHS 邻近，间距为50MHz G1800 的五次互调将对PHS 干扰为此，我们根据设备指标列出相关参数，见下表：GSM 与 PHS 主要技术指标GSM PHS 下行发射功率+43dBm +27 dBm 下行杂散辐射1GHz -36 dBm 带内-103 dBm 1GHz -30 dBm -90 dBc 上行接收灵敏度-104 dBm -95 dBm 同频干扰保护比12 dB（无跳频）17 dB 邻道干扰保护比200KHz 9 dB 400KHz 41 dB 600KHz 58 dB 互调干扰保护比60 dB 65 dB 阻塞干扰保护比1GHz -57dBm 1GHz

75、 -47 dBm 90 dB 接着应计算同频干扰保护比是否满足及是否会阻塞？如果假定G 网需和 PHS 共天线，且系统之间的滤波器衰落指标为80 dB 935 960 1900 1920 1805 1850 1900 1920 1710 1755 890 915 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 27 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思G1800 主信号对 PHS 上行接收的阻塞（频率间隔为50MHz ）PHS 阻塞指标为 -95 dBm+90 dB=-5 dBm G 网杂散辐射干扰电平为+43 dBm-80 dB

76、=-37 dBm 可见，尚有余量32 dB，也就是说采用50dB 衰减的滤波器即可共存。PHS 主信号对G 网上行接收的阻塞（频率间隔为145MHz ）G 网阻塞指标为-47 dBm PHS 杂散辐射电平为+27 dBm-80 dB=-53 dBm -47 dBm-53 dBm G1800 杂散辐射对PHS 上行接收同频干扰保护比的影响G1800 杂散辐射为 -30dBm/3MHz, 即-40dBm/300KHz -95 dBm-40 dBm-80 dB=25 dB17dB PHS 杂散辐射对G1800 上行同频干扰保护比的影响-104dBm-+27dBm-90dB-80dB+10 lg200

77、k300k=37 dB12dB 以上计算表明当加入80dB 衰减的滤波器时,PHS 网和 G 网可以存3.13 3G 系统电磁干扰1）3G FDD FDD 互干扰双 WCDMA系统中两运营商所用载波间隔为5MHz（即没有保护带）时，两系统完全可以共存，而不需要任何隔离措施。双 Cdma20001x 系统中，两运营商所用载波间隔为2.5MHz 时，如果基站偏置d R 时，两系统完全可以共存；但当d R 时，下行链路可满足要求，但上行链路已接近临界，因此在实际组网时应适当调整好基站偏置，以减小d 值，使系统容量损失减小。WCDMA系统对 Cdma20001x 系统的干扰比Cdma20001x 系统

78、对 WCDMA系统的干扰大，并且受两系统基站偏置距离d 影响明显。为了使系统容量损失控制在 5的范围内，对于不同的d 值及 R 值所要求的ACIR 见下表。通常为了保证两系统共存，工程上需要限制ACLR 和 ACS 或者合理选用站址，尽可能使 dR/2，而不建议两系统之间留有保护带。系统容量损失与ACIR 、d 的关系（当R577 米时）d ACIR (dB) d=0 d=R/2=288.5 米d=R=577 米Cdma20001x 上行链路容量损失 527 36 47 WCDMA上行链路容量损失 520 26 29 Cdma20001x 下行链路容量23 29 40 精选学习资料 - - -

79、 - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 28 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思损失 5WCDMA下行链路容量损失 520 28 30 系统容量损失与ACIR 、d 的关系（当R3000 米时）d ACIR (dB) d=0 d=R/2=1500 米d=R=3000 米Cdma20001x 上行链路容量损失 531 50 57 WCDMA上行链路容量损失 520 38 39 Cdma20001x 下行链路容量损失 531 40 55 WCDMA下行链路容量损失 530 40 42 总之， FDD/TDD 之间的干扰一般很小，当基站间偏置间距dR

80、/2 时，系统完全可以共存；当d=R 时，系统间可能存在干扰，此时只需适当调整两系统基站偏置间距 d，而不建议限制设备指标或留保护带。2）TD-SCDMA TD-SCDMA互干扰对于 TD-SCDMA系统来说，上行链路采用了多用户检测技术，另外由于每时隙内支持的用户数不是很多，所以不能简单地采用噪声提升6dB 的准则进行容量的估算智能天线技术是TD SCDMA 的核心技术和生命，没有智能天线的TD SCDMA 系统将不能进行商用。对于 TD SCDMA 的互干扰，为尽量减少容量损失，应建议：采用智能天线，并使系统完全同步；当两 TDSCDMA 系统共站时，若基站间距不小于5 米时，要求它们的带

81、外发射不超过 -54dBm/1.28MHz ；当两 TDSCDMA 系统共存时， 若基站天线可垂直放置，且间距不小于2 米时，要求它们的带外发射不超过-29dBm/1.28MHz ；当两 TDSCDMA 系统之间不建议留保护带。3）3G TDD 系统与 FDD 系统的互干扰TDD 和 FDD 系统共存最主要的干扰来自TDD 基站对 FDD 基站的干扰， 虽然可以通过增大两大系统基站间的MCL （最低耦合损耗）和ACIR ，合理设置站距和控制小区半径等措施来减少干扰，但并不能消除干扰，为此，建议采取以下措施：限定设备的技术指标或外加滤波器当 TDD 系统与 FDD 系统共存或共站时， 应相应限定

82、TDD 基站的发射指标和FDD基站的接收指标如下：当 TD SCDMA 与 WCDMA共站时， TD SCDMA 基站在1922.6MHz的带外发射指标应不大于-65 dBm/3.84MHz ，WCDMA的基站的ACS 应为 85 dB，或外加 40 dB 的滤波器。精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 29 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思当 TD SCDMA 与 WCDMA共存时， TD SCDMA 基站在1922.6MHz的带外发射指标应不大于-36 dBm/3.84MHz ，WCDMA的基站的ACS 应为 7

83、0 dB，或外加 25 dB 的滤波器。当 TD SCDMA 与 Cdma20001x 共站时， TDSCDMA 基站的带外发射为-65 dBm/1.25MHz ，即其 ACLR=90 dBc ，Cdma20001x 基站的 ACS 应为90 dB，或外加35 dB 的滤波器。当 TD SCDMA 与 Cdma20001x 共存时， TDSCDMA 基站的带外发射为-41dBm/1.25MHz ，即其 ACLR=75 dBc ，Cdma20001x 基站的 ACS 应为74dB，或外加9 dB 的滤波器。外加频率保护带当 TDSCDMA 与 WCDMA共站时，需要外加16MHz 的保护带；当

84、TDSCDMA 与 WCDMA共存时，需要外加8MHz 的保护带；当 TDSCDMA 与 Cdma20001x 共站时，需要外加12.75MHz 的保护带；当 TDSCDMA 与 Cdma20001x 共站时，需要外加2.5MHz 的保护带；综上所述，如果TDD 与 FDD 系统在核心频段上所作的频率分配如下图所示，则相互间完全可以达到共站或共存的目的，使相互干扰控制在允许范围以内。 2GHz频率分配建议3.14 PHS 系统与 3G系统之间的互干扰PHS 系统与 TDSCDMA 系统同频工作时， PHS 系统的发射信号对TD SCDMA 系统全部是干扰，两系统不能同频工作。 PHS 系统与

85、WCDMA和 Cdma20001x 系统共存时：PHS 移动台的带外杂散发射一般不会干扰3G 基站。3G 移动台对PHS 基站的干扰也很小，且PHS 系统的动态信道分配功能完全可避免干扰。PHS 基站对 3G 基站的干扰是主要讨论因素。两基站之间的隔离度MCL 应为：MCL=PHS 系统杂散发射电平+10lg 带宽转换因子 pG （3G 系统灵敏度）+6dB（3G 系统允许噪声提高量） MCL 可以利用天线拉开间距，插入附加滤波器等方法解决；当然，当MCL 无法增加时，也可限制PHS 系统的杂散发射电平达到目的。例如：当PHS 与 WCDMA共存时，若PHS 系统的最大发射功率电平为+27 d

86、Bm，其杂散发射电平为-90 dBc，WCDMA灵敏度取 -117 dBm，pG=21dB 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 30 页，共 31 页读书之法 ,在循序而渐进 ,熟读而精思可计算得所需隔离度为：MCL=+27dBm-90dBc+10lg3004096dB-21dB-117dBm + 6dB =38dB 这意味着：若两系统需共站，则应附加约38dB 的滤波器。若两系统需共存， 则应在自由空间的情况下，两站之间间隔距离至少应大于45 米。通常不建议PHS 系统与 TDSCDMA 系统的共存，若在特殊情况下需要共存，则应限制某

87、些技术参数：PHS 系统在 18801920MHz 频率上的杂散发射应低于-61dBm/300KHz ；PHS 系统基站与TD SCDMA 基站之间需隔离7个 PHS 信道， 即需要至少2.1MHz的频率保护带。3.15 GSM系统与 3G系统之间的互干扰GSM 系统与 3G 系统共站或共存时，由于两系统间频率间隔较大，因此：GSM 移动台的带外发射一般不会干扰3G 基站。3G 移动台对 GSM 基站的干扰也可忽略。3G 基站对 GSM 基站的干扰可以参照C 网队 GSM 基站的要求， 当 3G 的杂散发射达到 -67dBm/100KHz 时，一般的附加滤波器很易使两者共站或共存。GSM 基站

88、对 3G 基站的干扰也可参照PHS 基站对 3G 基站的干扰的计算公式，即两基站之间的隔离度MCL 应为：MCL=GSM系统杂散发射电平+10lg 带宽转换因子 pG（3G 系统灵敏度） +6dB（3G 系统允许噪声提高量） MCL 可以利用天线拉开间距，插入附加滤波器等方法解决；当MCL 无法加大时，也可限制 GSM 系统的杂散发射电平达到目的。例如： GSM1800 与 WCDMA共站时，设GSM 的下行发射功率为+40dBm，其杂散发射电平指标为 -40dBm/300KHz ，WCDMA灵敏度取 -117 dBm，pG=21dB 可计算得所需隔离度为：MCL= -40 dBm +10lg3004096dB-21dB-117dBm + 6dB =72dB 这意味着：若两系统需共站， 则应附加约72dB 滤波器。 当 G 网多载波 (N) 同时发射时 , 应增大至72dB + 10logN 。若两系统共存，则在自由空间情况下，两站之间间隔距离至少应大于224 米。为了降低对附加滤波器的要求，如果GSM1800杂散发射电平能提高至-45 dBm/300KHz ，则滤波器衰减特性可降低至70 dB。精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 31 页，共 31 页