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1、学习必备欢迎下载开关电源笔记三种基础拓扑（buck boost buck-boost）的电路基础：1， 电感的电压公式dtdILVTIL，推出I VT/L2， sw 闭合时，电感通电电压VON，闭合时间tONsw 关断时，电感电压VOFF，关断时间tOFF3， 功率变换器稳定工作的条件：IONIOFF即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。那么由1，2 的公式可知， VONLION/tON， VOFF LIOFF/tOFF，则稳定条件为 伏秒定律 ：VON tONVOFFtOFF4， 周期 T，频率 f，T 1/f，占空比DtON/TtON/（tONtOFF） tOND/f TD tOFF（
2、1D）/f 电流纹波率r P51 52 rI/ IL2IAC/IDC对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值IEt/LH EtVT（时间为微秒）为伏微秒数，LH为微亨电感，单位便于计算rEt/（ ILLH）ILLHEt/rLHEt/（r* IL）都是由电感的电压公式推导出来r 选值一般0.4 比较合适，具体见P53 电流纹波率rI/ IL2IAC/IDC在临界导通模式下，IACIDC，此时 r2 见 P51 rI/ ILVOND/Lf IL VO（ 1D）/Lf ILLVOND/rf IL 电感量公式 ：LVO（ 1D） /rf ILVOND/rf IL 设置 r 应注意几个方面：A,IPK（ 1
3、r/2） IL开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4 ，造成电感体积很大。B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26，最大负载电流时r I/ ILMAX,当 r 2 时进入临界导通模式，此时rI/ Ix2负载电流Ix（ r /2）ILMAX时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A，r 0.4，则负载电流为（ 0.4/2） 30.6A 时，进入临界导通模式避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小 I，则减小r）3，增加输入电压P63 电感的能量处理能力1/2LI2电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2 LI2PK，避免磁饱和。确定几个值 :r 要考虑最小
4、负载时的r 值 负载电流 IL IPK输入电压范围 VIN输出电压 VO最终确认L 的值基本磁学原理：P71 以后花时间慢慢看电磁场与电磁波用于EMC 和变压器H 场 ：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场 ：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T）或韦伯每平方米Wb/m2恒定电流 I 的导线，每一线元dl 在点 p 所产生的磁通密度为dBkI dl aR/R2dB 为磁通密度， dl 为电流方向的导线线元，aR为由 dl 指向点 p 的单位矢量，距离矢量为 R， R 为从电流元dl 到点 p 的距离， k 为比例常数。在 SI 单位制中k0/4，0=410-7H/m为真空的磁
5、导率。精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 1 页，共 15 页学习必备欢迎下载则代入 k 后， dB 0IdlR/4R3 对其积分可得B340RCRIdl磁通量 ：通过一个表面上B 的总量 SBds，如果 B 是常数，则BA ，A 是表面积HB/B H ，是材料的磁导率。空气磁导率0=410-7H/m 法拉第定律（楞次定律）：电感电压V 与线圈匝数N 成正比与磁通量变化率VNd/dt NA dB/dt线圈的电感量：通过线圈的磁通量相对于通过它的电流的比值L=H*N /I磁通量 与匝数 N成正比，所以电感量L 与匝数 N的平方成正比。 这
6、个比例常数叫电感常数，用 AL表示，它的单位是nH/匝数2（有时也用nH/1000 匝数2）L=AL*N2*10-9H 所以增加线圈匝数会急剧增加电感量若 H是一闭合回路，可得该闭合回路包围的电流总量HdlIA，安培环路定律结合楞次定律和电感等式dtdILV可得到VN d/dt NA dB/dtLdI/dt 可得功率变换器2 个关键方程 ：BLI/NA 非独立电压方程BLI/NA BVt/NA 独立电压方程BAC B/2 VOND/2NAf 见 P72-73N 表示线圈匝数， A 表示磁心实际几何面积（通常指中心柱或磁心资料给出的有效面积Ae）BPK LIPK/NA 不能超过磁心的饱和磁通密度
7、由公式知道，大的电感量，需要大的体积，否则只增加匝数不增加体积会让磁心饱和磁场纹波率对应电流纹波率r r2IAC/IDC2BAC/BDC BPK（ 1r/2）BDCBDC2BPK / （r 2）BPK（ 12/r）BACBACr BPK / （r 2） B2 BAC 2r BPK / （r 2）磁心损耗 ，决定于磁通密度摆幅 B，开关频率和温度磁心损耗单位体积损耗体积，具体见P75-76 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 2 页，共 15 页学习必备欢迎下载Buck 电路5，电容的输入输出平均电流为0，在整个周期内电感平均电流负载平均
8、电流，所以有：ILIo 6， 二极管只在sw 关断时流过电流，所以IDIL（ 1 D）7， 则平均开关电流IswILD 8， 由基尔霍夫电压定律知：Sw 导通时： VINVONVO VSW VONVIN VOVSW VIN VO假设 VSW相比足够小VOVIN VONVSW VINVONSw 关断时： VOFF VOVD VOVOFF VD VOFF 假设 VD相比足够小9， 由 3、4 可得 DtON/（tONtOFF）VOFF/（VOFFVON）由 8 可得： DVO/ （VINVO） VODVO/ VIN10，直流电流IDC电感平均电流IL，即 IDCILIo见 5 11，纹波电流IAC
9、I/2 VIN（1D）D/ 2Lf VO（1 D） /2Lf 由 1，3、4、9 得，IVONtON/L （ VINVO） D/Lf （ VINDVIN） D/Lf VIN（1D）D/ Lf I/ tONVON/L（ VINVO）/L IVOFFtOFF/L VOT（1D）/L VO（1D）/Lf I/ tOFFVOFF/LVO/L 12，电流纹波率rI/ IL2IAC/IDC在临界导通模式下，IAC IDC，此时 r2 见 P51 rI/ ILVOND/Lf IL (VINVO)D/Lf ILVO（ 1D）/Lf ILVO（ 1D）/Lf IL13，峰峰电流IPPI2IACrIDCrIL14
10、，峰值电流IPKIDC IAC（ 1r/2） IDC（ 1r/2） IL（ 1r/2） IO最恶劣输入电压的确定：VO、Io不变， VIN对 IPK的影响：DVO/ VINVIN增加 D I, IDCIO,不变，所以IPK要在 VIN最大输入电压时设计 buck 电路p49-51 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 3 页，共 15 页学习必备欢迎下载例题：变压器的电压输入范围是15-20v，输出电压为5v，最大输出电流是5A。如果开关频率是 200KHZ ，那么电感的推荐值是多大？解：也可以用伏微秒数快速求解，见P69 （1）buck
11、 电路在 VINMAX=20V 时设计电感（2）由 9 得到 DVO/ VIN5/200.25（3）L=VO（ 1D）/ rf IL5*(1-0.25)/(0.4*200*103*5)=9.375 H （4）IPK（ 1 r/2） IO（ 1+0.4/2）*56A （5）需要 9.375 H 6A 附近的电感例题： buck 变换器，电压输入范围是18-24v，输出电压为12v，最大负载电流是1A。期望电流纹波率为0.3（最大负载电流处） ，假设 VSW 1.5V，VD 0.5V，并且f150KHz 。那么选择一个产品电感并验证这些应用。解： buck 电路在最大输入电压VIN 24V 时设计
12、15，二极管只在sw 关断时流过电流负载电流，所以IDIL（ 1 D） IO16，则平均开关电流IswILD 17，由基尔霍夫电压定律知：Sw 导通时：VINVONVSW VONVINVSW VONVIN假设 VSW相比足够小Sw 关断时：VOFFVINVO VD VO VOFFVINVD VOVOFFVIN假设 VD相比足够小VOFFVOVDVIN VOFFVOVIN18，由 3、4 可得 DtON/（tON tOFF）VOFF/（VOFFVON）由 17 可得： D（ VOVIN）/ （VOVIN） VIN （VOVIN）/ VOVINVO（ 1 D）19，直流电流IDC电感平均电流IL，
13、即 IDCIO/（ 1D）20，纹波电流IACI/2 VIND/2Lf VO（1D）D/2Lf 由 1，3、4、17，18 得，IVONtON/L VINTD/L 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 4 页，共 15 页学习必备欢迎下载VIND/Lf I/ tONVON/LVIN/L IVOFFtOFF/L （ VOVIN） T（1D）/L VO（1D）D/Lf I/ tOFFVOFF/L（ VOVIN）/L 21，电流纹波率rI/ IL2IAC/IDC在临界导通模式下，IAC IDC，此时 r2 见 P51 rI/ ILVOND/Lf
14、 IL VO（ 1D）/Lf ILLVOND/rf IL rVOND/Lf ILVIND/Lf IL=VO（ 1D）/Lf IL(VOVIN)（ 1D）/Lf IL电感量公式 ：LVO（ 1D） /rf ILVOND/rf IL r 的最佳值为0.4，见 P52 22，峰峰电流IPPI2IACrIDCrIL23， 峰值电流 IPKIDC IAC（ 1r/2） IDC（ 1r/2） IL（ 1r/2） IO/（1D）最恶劣输入电压的确定：要在VIN最小输入电压时设计 boost 电路p49-51 例题：输入电压范围12-15V， 输出电压24V， 最大负载电流2A， 开关管频率分别为100KHz
15、 、200KHz 、1MHz ，那么每种情况下最合适的电感量分别是多少？峰值电流分别是多大？能量处理要求是什么？解：只考虑最低输入电压时，即VIN12V 时， D（VOVIN） / VO（ 24-12） /240.5 ILIO/（1D） 2/（ 1-0.5） 4A 若 r0.4，则 IPK（ 1 r/2） IL（ 1+0.5/2） 44.8A 电感量 LVOND/rILf12*0.5/0.4*4*100*100037.5H37.5*106H f200KHz L 18.75 H， f1MHz L 3.75H 24，二极管只在sw 关断时流过电流负载电流，所以IDIL（ 1 D） IO25，则平均
16、开关电流IswILD 26，由基尔霍夫电压定律知：Sw 导通时：VINVONVSW VONVINVSW VIN假设 VSW相比足够小Sw 关断时：VOFFVOVD VOVOFFVD VOFF 假设 VD相比足够小VOFFVO 27，由 3、4 可得 DtON/（tON tOFF）精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 5 页，共 15 页学习必备欢迎下载VOFF/（VOFFVON）由 26 可得： DVO/（VOVIN）VINVO（ 1 D） /D 28，直流电流IDC电感平均电流IL，即 IDCILIO /（1D）29，纹波电流IACI/
17、2 VIND/2Lf VO（1D）/2Lf 由 1，3、4、26，27 得，IVONtON/L VINTD/L VIND/Lf I/ tONVON/L= VIN/L IVOFFtOFF/L VOT（1D）/L VO（1D）/Lf I/ tOFFVOFF/LVO/L 30，电流纹波率rI/ IL2IAC/IDC在临界导通模式下，IAC IDC，此时 r2 见 P51 rI/ ILVOND/Lf IL VO（ 1D）/Lf ILLVOND/rf IL rVOND/Lf ILVIND/Lf ILrVO（ 1D）/Lf IL= VO（ 1D）/Lf IL31，峰峰电流IPPI2IACrIDCrIL32
18、，峰值电流IPKIDC IAC（ 1r/2） IDC（ 1r/2） IL（ 1r/2） IO /（1D）最恶劣输入电压的确定：要在VIN最小输入电压时设计 buck-boost 电路p49-51 第 3 章 离线式变换器设计与磁学技术在正激和反激变换器中，变压器的作用：1、电网隔离2、变压器“匝比”决定恒比降压转换功能。绕组同名端， 当一个绕组的标点端电压升至某一较高值时，另一个绕组标点端电压也会升至较高值。同样， 所有标点端电压也可以同一时间变低。因为它们绕组不相连，但在同一个磁心上，磁通量的变化相同。P89 漏感： 可看作与变压器一次电感串联的寄生电感。开关关断的时刻，流过这两个电感的电流
19、为 IPKP，也即为一次电流峰值。然而，当开关关断时，一次电感所存储的能量可沿续流通路（通过输出二极管）传递，但是漏感能量却无传递通路，所以就以高压尖峰形式表现出来。一般把尖峰简单的消耗掉精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 6 页，共 15 页学习必备欢迎下载反激变换器P93 一次等效模型二次等效模型Vin VINVINR= VIN /n i_in IINIINR=IIN*n Cin CINn2* CINl Lp Ls=Lp/ n2Vsw Vsw Vsw/n Vo VOR=VO*n VOi_out IOR=IO/n IO中心值IOR/(
20、1-D)= IO /n*(1-D) IO/(1-D) Co Co/ n2Co Vd VD *n VD占空比D D 纹波率r r 反激在轻负载时进入DCM ，在重载时进入CCM 模式例子： P96 74w 的常用输入90VAC270VAC 反激变换器，欲设计输出为5A/10A 和 12V/2A 。设计合适的反激变压器，假定开关频率为150KHz ，同时，尽量使用较经济的额定值为600V 的MOSFET 。解：反激可简化为buckboost 拓扑精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 7 页，共 15 页学习必备欢迎下载1，确定 VOR和 VZ
21、最大输入电压时， 加在变化器上的整流直流电压是VINMAX2*VACMAX=2702=382V Mosfet 的额定电压600v，裕量取30v，漏极的尖峰电压为VINVZ 382+ VZ 570 VZ188V，需选取标准的180v 稳压管VZ /VOR1.4 时，稳压管消耗明显下降，则VORVZ /1.4128V 匝比假设 5V 输出二极管正向压降为0.6V ，则匝比为：nVOR/（VOVD） 128/（5+0.6） 22.86 最大占空比（理论值）VINMIN2*VACMAX=902=127V D= VOR /( VOR + VINMIN)=128/(128+127)=0.5这时为 100效
22、率一次与二次有效负载电流若输出功率集中在5V，其负载电流为IO74/5 15A 一次输入负载电流为IOR IO /n15/22.860.656A 占空比输入功率 PINPo/效率 74/0.7105.7W 平均输入电流IINPIN/VIN105.7/1270.832A IIN/D ILR因为输入电流只在开关导通时才有IOR/（1D） ILR因为输出电流只在开关断开时才有IIN/D IOR/（ 1D） D IIN /（ IINIOR） 0.832/（ 0.832+0.656） 0.559 一次和二次电流斜坡实际中心值二次电流斜坡中心值为（集中功率时）ILIO/（1D） 15/（10.559） 3
23、4.01A 一次电流斜坡中心值ILRIL/n34.01/22.861.488A 峰值开关电流取 r0.5 则 IPK（ 1r/2） ILR 1.251.4881.86A 伏秒数输入电压为VINMIN时， VONVIN127V 导通时间tOND/f0.559/150*1033.727 s 所以伏秒数为Et VONtON1273.727473 V s 一次电感精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 8 页，共 15 页学习必备欢迎下载LHEt/（r* ILR） 473/（0.5*1.488 ） 636H离线式变压器，需降低高频铜耗、减小变压器体
24、积等各种原因，r 通常取 0.5 磁心选择P99，为经验公式，待实践磁心面积Ae1.11CM2匝数如前面的电压相关方程BLI/NA ，则 NLI/BA ，此时的B应该为 B LI 伏秒数Et， B2 BAC2r BPK / （r 2）铁氧体磁心BPK0.3T 则有一次绕组匝数（和书上的计算公式不一样，需要公式变换）np LI/ （B*Ae）Et/ 2r BPK / （r 2） *A (1+2/r)*Et/(2 BPK* Ae) 473*10-6(1+2/0.5)/(2*0.3*1.11*10-4) 35.5 匝则 5V输出的匝数是ns np/n 35.5/22.861.55 匝 2 匝取整数反
25、过来计算np ns*n2*22.86 45.72 46 匝12V 绕组的匝数是 （121）/（50.6）*2=4.64 5 匝，二极管压降分别取1V和 0.6V 实际的磁通密度变化范围BLI/NA Et/ NA0.0926 T BPKB（r 2）/2r 0.2315T 磁隙磁芯间距导线规格和铜皮厚度选择是个问题，后续看精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 9 页，共 15 页学习必备欢迎下载反激电源设计实例：34006820 的待机部分，变压器11003877 20w 待机电源5V/4A ，超薄电源用，要求变压器体积小，待机电流小于30m
26、A，开关频率67KHz ，电压输入范围85-264VAC， 650V 的芯片内置MOSFET 1，假设效率 0.75 Po 20W PinPo/ 20/0.75 26.667W 2，DC电压输入范围：最小输入电压VDCMIN2*85120.19V ，如下图，电容充电的问题，电压有10 15的变化，所以VDCMIN120.19*0.9108.2V VDCMAX2*264373.3V 3，确定最大占空比DMAX在 CCM 下，一般 D 小于 0.5，避免谐波振荡。取典型值DMAX0.43 反射电压 VRODMAX/（1DMAX）VDCMIN0.43/ （1-0.43 ）*120.19 90.67V
27、 公式原理是初级次级绕在同一个磁心上，其磁通总量相等 P90 变压器的磁心面积一样，不同的就是匝数初级的 p Bp*Ae Bs*Ae s 次级的磁通总量BpVt/NA VINtON/NpAeVDCMIN* DMAX /fNpAe 在开关导通时间BsVo*tOFF/ NsAe （Vo+VF）*（1 DMAX）/fNsAe 在开关断开时间推出VDCMIN* DMAX /Np （Vo+VF）* （1 DMAX）/Ns 匝比 n Np /Ns =VDCMIN* DMAX / （Vo+VF）*（1 DMAX） 15.4 实际为 14VROn（Vo+VF）= VDCMIN* DMAX / （1 DMAX）
28、 108.2*0.43/0.5781.625V4，变压器的初级电感Lp 反激有 CCM 和 DCM 两种工作模式，随负载和输入电压的变化而变化，超薄电源为将变压器最小化 ，将初级电感取小，在最小输入电压时，将电路工作在临界导通模式，则正常工作时都是在 DCM 模式。此时电流的纹波率r 2 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 10 页，共 15 页学习必备欢迎下载LVONtON/ IVIND/f rILVIND/f r(PIN/ DVIN)(VINMINDMAX)2/ f rPIN （ 108.2*0.43）2/ （26.667*2*67
29、*103） 605.8 H 实际 600H5，确定磁芯和初级线圈的最小匝数选择磁心有有几种不同的公式，有算磁心体积的， 有算磁心截面积和开窗面积乘积的。总之，要适应本电源的实际应用，就要选择扁平的磁心。精通开关电源设计提供的公式磁心体积Ve0.7* （2+r）2/r * PIN/f f单位为 KHz p99 Ve 2229mm3实际选择变压器，要求是扁平的形状，压低高度，利于超薄电源设计。Np（1+2/r）*VON*D/ （2*BPK*Ae*f ）（ 1+2/r）*VINMIN*Dmax/ （2*BPK*Ae*f ） P100 P72 （ 1+2/2）*120.19*0.43/ （2*0.3*
30、141*10-6*67*103） 16.4 如取 B0.2，则 Np24.6 匝规格书没有磁心的Ae，实际测量的为Ae141mm2，供应商提供的实际变压器为28 匝6 确定输出匝数匝比 n Np/NsVRO/（Vo VF） 90.67/ （5.1+0.6 ） 15.91 实际为 14则 5V输出的匝数为Ns 24.6/15.911.55 则为 2 匝， 1 匝漏感大， 实际是 2 匝则 Np2*15.91 31.82 32 匝， 实际 28 匝VCC匝数为 n（ VCC VF）/ （ VoVF）（ 16+0.6）/（5.1+0.6 ） 2.91 NVCC2*2.91 5.82 6 匝， 实际为
31、 7 匝磁心气隙计算，也有不同的计算方式第 5 章 导通损耗和开关损耗开关损耗与开关频率成正比Vgs 电压增大，到超过MOSFET 提供的最大负载电流值后，则是“过驱动”，有助于减小导通电阻。MOSFET 导通关断的损耗过程P145 1、 导通过程中，开关两端电压，直到电流转换完成才开始变化。即VI 有交迭2、 关断过程中，直到开关两端电压转换完成，其电流转换才开始导通损耗， mosfet 的导通损耗与占空比有关，与频率无关寄生电容有效输入电容Ciss，输出电容Coss，反向传输电容Crss，他们与极间电容的关系如下：CissCgsCgd CossCds Cgd CrssCgd 则有下式（ C
32、iss，Coss ，Crss 在产品资料中有）CgdCrss CgsCissCrss CdsCoss Crss 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 11 页，共 15 页学习必备欢迎下载门极开启电压Vt，mosfet 的栅极有开启电压，只有栅极电压超过开启电压，才能使mosfet完全导通，即把流过mosfet 的电流超过1mA 时的状态定义为导通状态。所以传导方程要改gId/Vgs gId/（VgsVt）如上图简化模型，mosfet 导通和关断各有4 个阶段 P150 导通是 Id 电流先增加t2， Vd 电压后减小t3。电流增加时间是
33、对Cg 充电从 Vt 到 VtIo/g的时间。电压减小的时间是利用Cgd 流出电流驱动电阻电流关断是 Vd 电压先增加t2，Id 电流后减少t3。电压增加时间是利用Cgd 流出电流驱动电阻电流；电流减少是Cg 放电从 VtIo/g 到 Vt 的时间t1 阶段导通过程t1，Vgs 从 0 上升到开启电压Vt，对 CgCgsCgd 充电关断过程t1，Vgs 下降到最大电流时电压VtIo/g，CgCgsCgd 放电t2 阶段，有交越损耗导通过程t2，Id 从 0 上升到 Io g*（VgsVt） ，Vgs 继续上升到Vt Io/g，对 Cg CgsCgd 充电Vd 因漏感出现小尖峰，其余VdVin
34、不变。t2 是对 Cg 充电从 Vt 到 Vt Io/g 的时间。关断过程t2，Vgs 被钳位于Vt Io/g 不变，因为Io 不变， VgsVt Iog 也不变。所以Cgs 没有电流Vd 从 0 变至 Vin，所以有电流流过Cgd 注入栅极，同时有同样电流通过Rdrive 流出。t2 时间，由 ICdv/dt /t 由上行知道 =（VtIo/gVsat）/Rdrive Vsat 为驱动电路的晶体精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 12 页，共 15 页学习必备欢迎下载管导通电压，一般为0.2v 则 t2 阶段时间为 CgsVin Rd
35、rive/（VtIo/gVsat）t3 阶段，有交越损耗导通过程t3 Vgs 被钳位于Vt Io/g 不变，因为IdIo 不变， VgsVtIog 也不变。所以Cgs 没有电流Vd 从 Vin 变至 0，所以有电流流过Cgd 流出栅极，同时有同样电流通过Rdrive 流入。用这个来计算该阶段的时间。关断过程t3 Vgs 由 VtIo/g 继续下降到Vt， CgCgsCgd 放电，Id 从 Iog*（VgsVt ）下降到 0 Vd 因漏感出现小尖峰，其余VdVin 不变t4 阶段该阶段，导通Vgs 继续 Cg 充电，关断Cg 继续放电。其它不变栅荷系数，用来描述寄生缓冲电容的影响。目前都基于极间
36、电容为定值来分析通断P155 Idrive 是驱动电路，通过Rdrive 的电流根据 CQ/V ，QgsCiss（ Vt Io/g） Qgs210*ttdtIdrive将 ICdV/dt 代入 t3（ Vin 变化为 0） ，QgdCgdVin Qgd32121*tttttdtIdrive单独分析t3，将 CQ/V 代入该点， QgCiss（ 0.9Vdrive ） Qgd Qg43210*ttttdtIdrive实际例子：假设开关管的工作条件是：电流22A、电压 15V 、频率 500KHz 。其最低驱动电阻（一个幅值 4.5V 的脉冲通过它作用于栅极）是2。关断时，开关管的关断电阻是1。据
37、此计算出其开关损耗和导通损耗。CissQgs/（VtIo/g） 8/（1.05+22/100 ） 6299pF 在指定的曲线上Ciss4200pF 则缩放比例为Scaling6299/42001.5 Ciss4200*1.56300pF Coss800*1.5 1200pF Crss500*1.5 750pF 则CgdCrss750pF CgsCissCrss 63007505550 pF 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 13 页，共 15 页学习必备欢迎下载CdsCoss Crss1200750450 pF CgCgsCgd630
38、0 pF 导通时时间常数是TgRdriveCg2*6300pF 12.6ns 电流传输时间为t2 TgIn1 Io/g（ Vdrive Vt）= 12.6In1 22/100（4.5 1.05） 0.83ns 电压传输时间为t3Vin（RdriveCgd）/ Vdrive (Vt+Io/g) 15*（2*0.75 ）/4.5(1.05+22/100)=6.966ns 所以，导通过程的交叉时间是tcross_turnont2t30.83+6.9667.796ns 因此，导通的交叉损耗是P cross_turnon1/2Vin Iotcross_turnonfsw1/2*15*22*7.8*10-
39、9*5*105 0.64W 关断时时间常数是TgRdriveCg1*6300pF 6.3ns 电压传输时间为T2（ Vin CgdRdrive）/（VtIo/g）（ 15*0.75*1 ）/（ 1.05+22/100） 8.858ns 电流传输时间为T3TgIn(Io/g+Vt)/Vt6.3*In(22/100+1.05)/1.05=1.198ns 关断的交叉时间是tcross_turnoff T2T38.858+1.19810ns 因此，关断的交叉损耗是Pcross_turnoff1/2Vin Iotcross_turnoff fsw1/2*15*22*10*10-9*5*1050.83w
40、最终总的开关交叉损耗是：PcrossP cross_turnonPcross_turnoff0.64+0.831.47w Cds 电容并不影响V I 重叠面积 （因为不和栅极连接） 。但是在开关管关断和导通时分别充电和放电，这也是额外损耗（消耗在那里？），在低压是不明显，但是在高压时这个损耗比较大。P_Cds1/2CdsV2infsw1/2*450*10-12*152*5*1050.025w 因此总的开关损耗是PswPcrossP_Cds1.47+0.0251.5w 驱动损耗是PdriveVdrive Qgfsw4.5*36*10-9*5*1050.081w 在反激 DCM 模式下， mosf
41、et 的导通损耗原则上是0，关断时，电感中电流为纹波电流。第 6 章 布线要点第 7 章 反馈环路分析及稳定性需要数学知识有傅里叶变换、拉普拉斯变换。还要熟悉微积分、级数、复变函数。第 8、9、10、11、12、13、14 章 传导 EMI 方面精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 14 页，共 15 页学习必备欢迎下载dBV20log （mV/10-6） P240 1mV 20log （10-3/10-6） 60 dB V dB20log （n） 1dB20log （1.122 ） 0 dB20log （1）传导发射的限制通常最高只达到
42、30MHz ，因为电网上30MHz以上的传到噪声会迅速衰减，不会传播的很远并造成干扰。整流桥二极管会产生大量中频到高频的噪声，尤其在关断瞬间。线路阻抗不平衡，会使CM 噪声转变成DM 噪声这个实践性比较强，先写几个注意事项：1， DM 扼流圈放在AC 输入端，用于DM 噪声消除，一般DM 扼流圈比较小，2， 放 2 个 CM 扼流圈，一般CM 扼流圈比较大，达到mH 级，因为Y 电容比较小3， 在桥堆前面放一个X 电容，用于平衡2 线上的 CM 噪声，使CM 扼流圈有用4， Y 电容不能太大，有安全考虑，LC 滤波器的设计5， DM 噪声大部分因为，开关管的滤波电容，其 ESR 不能为 0，开关管的电流在ESR 上形成噪声电压源。6， CM 噪声，主要来自开关管（漏极）和散热支架（接地）之间有耦合电容，高频开关电压和地之间通过电容充放电，形成到地的CM 噪声。还有一部分是来自变压器。P255-263 精选学习资料 - - - - - - - - - 名师归纳总结 - - - - - - -第 15 页，共 15 页
