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1、广 东 石 油 化 工 学 院 计算机与电子信息学院自动化系电气工程及其自动化专业电 力 拖 动 自 动 控 制 系 统 运 动 控 制 系 统课 程 设 计题 目：基于SG3525的双闭环直流脉宽调速系统设计班 别 电气07-2班 姓 名 学 号 指导老师 专业主任 日 期 基于SG3525的双闭环直流脉宽调速系统设计一、引言近年来，随着科技的进步，电力电子技术得到了迅速的发展，直流电机得到了越来越广泛的应用。直流它具有优良的调速特性，调速平滑、方便，调速范围广；过载能力大，能承受频繁的冲击负载，可实现频繁的无极快速起动、制动和反转；需要能满足生产过程自动化系统各种不同的特殊运行要求，从而对
2、直流电机的调速提出了较高的要求，改变电枢回路电阻调速、改变电枢电压调速等技术已远远不能满足要求，这时通过PWM方式控制直流电机调速的方法应用而生。 采用传统的的调速系统主要有以下缺陷：模拟电路容易随时间漂移，会产生一些不必要的热损耗，以及对噪声敏感等。而在用了PWM技术后避免了以上缺陷，实现了用数字方式来控制模拟信号，可以大幅度降低成本和功耗。另外，由于PWM调速系统的的开关频率较高，仅靠电枢电感的滤波作用就可获得平稳的直流电流，低速特性好；同样，由于开关频率高，快速响应特性好，动态抗干扰能力强，可以获得很宽的频带；开关器件只工作在开关状态，主电路损耗小，装置效率高，PWM具有很高的抗噪性，且
3、有节约空间、比较经济等特点。第二章 直流脉宽调速系统2.1直流电动机的PWM控制原理 脉宽调制（Pulse Width Modulation）简称PWM控制技术，是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲列，并通过控制脉冲宽度或周期达到变压目的，或者控制电压脉冲宽度和脉冲列的周期以达到变压变频目的的一种控制技术。快速电力电子器件功率晶体管（GTR）、可关断晶闸管（GTO）等按PWM技术构成的直流斩波电路如下图2-1(a)所示。图(b)为相应输出波形。 图2-1 PWM斩波器原理图及波形 图（a）原理图 图（b）输出电压波形图这种DC-DC直流功率变换电路广泛应用于开关稳压电源、UP
4、S以及步进电动机、直流电动机调速系统中，与晶闸管电动机系统相比，PWM调速系统有下列优点：（1）由于开关频率高，仅靠电动机电枢电感的滤波作用就能获得脉动很小的直流电流，电枢电流容易连续，系统低速运行稳定，电机损耗和发热小。（2）调速范围宽，可达1:10000。（3）系统频带宽，因此快速响应性能好，动态抗干扰能力强。（4）主电路器件工作在开关状态，主电路能耗小，装置效率高，系统的功率因数较高。如上图2-1（a）中，假定开关管V1先接通T1秒（忽略V1的管压降，电源电压U全部加到电枢上），然后关断T2秒（这期间电枢端电压为零）。如此反复，则电枢端电压波形上图（b）所示。电枢电压的平均值： 式中：为
5、一个周期中，开关管V1导通时间所占的比率，称为负载率或者占空比，使用下面三种方法中的任何一种，都可以改变值，从而达到调压目的：1、定宽调频法：保持不变，使在0范围内变化。2、调宽调频法：保持不变，使在0范围内变化。3、定频调宽法：T1+T2=T保持不变，使在0T范围内变化。不管哪种方法，的变化范围均为01，因而电枢电压平均值的调节范围为0,均为正值，即电机只能在一个方向调速。当需要可逆调速时就要使用图2-2（a）所示桥式（或称H型）斩波电路。图2-2 桥式PWM斩波器原理图及波形（a）原理图 （b）输出电压波形 图2-2中开关管、是同时导通同时关断的，、也是同时导通同时关断，但与、与不允许同时
6、导通，否则电源直通短路。设、先同时导通秒后同时关断，间隔一定时间（为避免电源直通，该间隔称为死区时间）之后，再试、同时导通秒后同时关断，如此反复，则电枢端电压波形如图2-2（b）所示电枢电压平均值为:由于01，故Ud值的调节范围+，因而电机可以正、反两个方向调速。图2-3 两种斩波器的输出电压特性图2- 3给出了两种PWM（不可逆调速与可逆调速）斩波电路电枢端电压平均值的特性曲线。Ud =f()。控制占空比也就控制了电机的转速。 2.2脉宽调制变换器PWM变换器的作用是：用PWM调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转
7、速。PWM变换器电路有多种形式，主要分为不可逆与可逆两大类。可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路。这时，电动机M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种。由于本设计采用双极式控制，这里只着重分析最常用的双极式控制的桥式可逆PWM变换器。PWM变换器电路有多种形式，可分为不可逆和可逆两大类，下面分别阐述其工作原理。2.2.1不可逆PWM变换器 由功率管VT组成的简单不可逆变换器示于图2-4，电源电压由交流电源经不控整流电路供电，加在调制管与直流电动机电枢绕组串联电路上，电容C的作用是消除直流供电线路上的谐波电流
8、对主电路的干扰。二极管D是在关断时为电枢回路提供释放电感储能的续流回路。导通与关断由基极脉宽调制信号控制，调制信号由脉冲宽度调制器产生。（a）原理图 （b）电压和电流波形图2-4 简单的不可逆PWM变换器由图可知，调制信号在一个周期内，当0tton时，为正电平，饱和导通，电源电压通过加到电动机电枢绕组两端。当tontT时为负电平，V截止关断，电枢失去电源电压，经D续流。在一个周期内电枢得到的平均电压 （为占空比），改变占空比即可调节电动机的转速。图2-4（b）给出了稳态时电枢端电压以及电枢电流的波形。由图可见稳态电流是脉动的，其平均值等于负载电流。下面对电流连续情况进行分析为简化起见，假定、二
9、极管D均具有理想开关特性，无惯性，无损耗，即开关状态的转换在瞬间完成；供电电源为理想恒压源；在不同工作状态下电枢回路电阻R及电感L为常数；开关周期T远小于机电时间常数并忽略开关周期内电机转速N和反电动势E的变化。 当电动机的平均电磁转矩与负载转矩平衡时，电枢电流重复出现周期性变化，即准稳态。而稳态时的电枢回路电压平衡方程式：可知电枢电流平均值为:下面分析电枢电流的脉动状态。图2-5给出了主电路的等效电路，对应电压平衡方程为: （a）V导通时（b）V截止时 图2-5 不可逆PWM变换器等效电路 其中R和L分别是电枢回路的总电阻和总电感。电流连续时，由(2-1)式和（2-2）式可求出电流和,给出它
10、们的电流波形如图所示。 图2-6 电枢电流变化曲线当开关频率f较高，可忽略开关周期内的变化，用平均压降代替电枢电阻上的瞬时压降，式（2-1）和式（2-2）可近似为这时都近似成常数，相当于图中用直线来代替按指数规律变化的电流曲线。由式（2-3）和式（2-4）可得出： 式（2-5）表明，电流脉动量是随占空比值变化的。且电流脉动量的最大值出现在=1/2时，系统稳态时，系统机械特性表达式为： 调节占空比可得到一族平行线。如下图 图2-7 不可逆系统的开环机械特性 在简单的不可逆电路中电流id不能反向，因而没有制动能力，只能单象限运行。需要制动时，必须为反向电流提供通路，如图2-8所示的双管交替开关电路
11、。当VT1导通时，流过正向电流 +id，VT2导通时，流过 -id。应注意，这个电路还是不可逆的，只能工作在第一、二象限，因为平均电压并没有改变极性。图2-8 有制动功能的不可逆PWM变换器电路原理图 图2-8所示电路的电压和电流波形有三种不同情况，无论何种状态，功率开关器件VT1和 VT2的驱动电压都是大小相等、极性相反的，即Ug1 =-Ug2。在一般电动状态中，id始终为正值(其正方向示于图2-8中)。在0tton时，Ug1为正，VT1导通，Ug2为负，VT2关断。此时，电源电压Us加到电枢两端，电流id沿图2-8中的回路1流通。在tontT时，Ug1和Ug2都改变极性，VT1关断，但VT
12、2却不能立即导通，因为id沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降(其极性见图2-8)给VT2施加反压，使它失去导通的可能。因此，实际上是由VT1 和VD2交替导通，虽然电路中多了一个功率开关器件VT2，但并没有被用上。一般电动状态下的电压和电流波形也就和简单的不可逆电路波形完全一样。2.2.2可逆PWM变换器 电机可逆运行时，需要向电机电枢提供。可逆变换器按主电路结构不同可分为T型和H型两种。如图所示（a）T型 （b） H型图2-9 可逆变换器主电路 T型电路需要正负对称的双极性直流电源，功率开关管要承受两倍的电源电压，在相同的直流电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半，效率较低
13、，故实际应用的大部分是H型可逆电路。由于本设计也采用双极式控制，这里只着重分析最常用的双极式控制的桥式可逆PWM变换器。（1）双极式控制方式：正向运行： 第1阶段，在0tton期间，Ug1、Ug4为正， VT1、VT4导通，Ug2、Ug3为负，VT2、VT3截止，电流id沿回路1流通，电动机M两端电压UAB =+Us； 第2阶段，在tontT期间，Ug1、Ug4为负， VT1、VT4截止， VD2 、 VD3续流， 并钳位使VT2、VT3保持截止，电流id沿回路2流通，电动机M两端电压UAB =-Us；反向运行： 第1阶段，在0tton期间，Ug1、Ug4为负，VT2、VT3截止， VD1、V
14、D4 续流，并钳位使 VT1、VT4截止，电流-id沿回路4流通，电动机M两端电压UAB =+Us；第2阶段，在tontT期间，Ug2、Ug3为正， VT2、VT3导通，Ug1、Ug4为负，使VT1、 VT4保持截止，电流-id沿回路3流通，电动机M两端电压UAB =-Us；输出波形： 双极式控制可逆PWM变换器的输出波形如图2-10和图2-11所示。图2-10 双极式控制可逆PWM变换器的正向电动运行波形 图2-11 双极式控制可逆PWM变换器的反向电动运行波形（2）输出平均电压：双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为 (2.3)式中 = ton/T为 PWM 波形的占空比，改变 (01)即可调节电机的转速，若令= Ud/Us为PWM电压系数，则在双极式控制的可逆变换器中，= 2 -1。 （3）调速范围：调速时，的可调范围为01，-1+1
