光伏并网发电模拟装置

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1、光伏并网发电模拟装置摘要:本系统采用单片机(STM32)和FPGA (EP2C5T144C8N)为控制核心，由模 拟控制模块、全桥逆变模块、并网模块和人机交互模块4个功能部分组成。其中， 全桥逆变模块与模拟控制模块采用光耦进行强弱电隔离，逆变电路采用具有高端 悬浮自举电源的IR2110进行驱动，最终逆变效率达到75%以上。并网模块通过 反馈调节的方式跟踪上市电电压通过隔离变压器与市电安全并接。实现最大功率 点跟踪，并通过实时监测并网电流实现超1.5A断流的过流保护和25V欠电压保 护功能且失真度极低，整个变换并网过程的输入电压、输出电压频率，在256*32 点阵液晶上实时显示，并能通过键盘加以

2、控制。关键词：逆变、并网、效率、失真度、MPPT一、方案选择与论证1题目任务要求及相关指标的分析题目要求该系统逆变输入直流电压范围为60V,且逆变的效率要达到60%以 上，具有频率跟踪，相位跟踪，失真度小于1%,且有输入欠电压和输出过流保 护功能。题目重点逆变需要产生SPWM波控制逆变电路进行DC-AC转换来实现。 题目的难点在于转换的效率问题和相位跟踪。2 方案的比较与选择2.1逆变器主回路拓扑方案一：采用半桥逆变电路。其原理图如图一所示，这种电路的优点是简单，使 用器件少。但它输出的交流电压幅值U仅为U/2，且直流侧需要两个电容串联， 工作时还要控制两个电容器电压的均衡。 VB.VB1VD

3、X VI)2 VDX VD.b)图一半桥逆变电路 图二 全桥逆变电路方案二：采用全桥逆变电路。全桥逆变电路的原理如图二所示，它共有4个桥臂, 可以看成两个半桥电路组合而成。把桥臂一和四作为一对，桥臂二和三作为另一 对，成对的两个桥臂同时导通，两队交替各180。其输出电压的波形与半桥电路 相同，但幅值提高一倍。对于半桥电路的分析也完全适用于全桥电路。采用半桥电路所需的原器件较少，但是相对的其输出电压比全桥小一半，理 论上最大输出交流有效值为U=0.45U难以达到题目要求。综上考虑，我们组最 终采用了相对容易实现且能够满足题目需求的方案二。2.2系统控制模块方案一：使用STM32和FPGA的结合作

4、为系统的控制核心。方案二：使用STM32作为控制核心。STM32本身带有大量口资源，且功耗很低。本系统需要产生SPWM波进行逆变控制，需求的口资源不多，并且题目附录说 明控制电路可采用辅助电源单独提供，因此STM32的优势得不到体现。STM32配合 FPGA里面丰富的门电路和存储单元的资源可以产生更精确的三角波和正弦波进 行比较，从而产生更加准确的SPWM波，而且运行速度更快，完全能够实现系统需 求。所以选择方案一。2.3 SPWM波形产生方案根据SPWM基本原理，计算SPWM脉宽需要求解复杂的超越方程，在采用微机控 制技术时运算时间过大无法做到实时控制。因此我们需要另寻方案。方案一:采用规则

5、采样法。取三角波两个正峰值之间的时间间隔为一个采样周期, 在三角波的负峰值时刻对正弦信号波采样而得到D点，过D点作一水平直线和三 角波分别交于A、B两点，在A点时刻和B点时刻控制功率开关器件的通断。方案二：数字调制法。按照SPWM基本原理，在FPGA内部形成正弦波和三角波 进行比较产生SPWM波，其框图如图四。方案一为通用方式，实现简单，是一种带有近似的SPWM生成方式，并非准确的SPWM 波形，在载波比较低的情况下脉宽误差较大，且不太适于异步调制。方案二需要 在FPGA内部采用DDS技术生成正弦波和三角波，较为复杂，但其具有产生灵活，图四SPWM产生电路精度可控的优势，生成的SPWM波形更接

6、 近于正弦波，且不受调制方式的限制， 而且可以通过改变三角波的点数来方便 的改变调制深度，从而改变输出电压的 幅度，方案二能够更好的达到题目要求, 本题米用方案二。2.4采样方案选择 方案一：采用电压互感器采集信号。 方案二：采用线性光耦采集信号。方案三：采用隔离变压器采集信号。 方案四：采用电阻分压的方式采集信号。起分压，并由于全桥逆变属于浮地输出，采用电阻分压的方式也需要两路 用差动方式采样，此方案电阻的精度会直接影响采样精度，考虑到普通电阻都是 5%的精度，这个方案的精度会大大降低。隔离变压器方案比较理想，能够精确的 采样并放大电压信号，但此系统输出达到36VAC，隔离变压器无法对信号进

7、行衰 减，且大输出的隔离变压器非常昂贵，会加大电路成本。线性光耦同样能对信号 进行隔离输出，且线性度良好，但其交流特性不太理想，随着频率改变，输出增 益也随之改变且价格昂贵。综合上述理由，电压互感器是最理想方案，能够在对 电路造成干扰最小的情况下采出真实的电压波形。因此选择方案一。2.5提高效率的方法及方案(I) 死区控制。全桥电路需要两路开关管交替导通进行逆变，当开关管的导通 时间T与关断时间T不相同时，会出现上下两路同时导通的情况，逆变电路处onoff在短路状态，既容易损毁器件，又会产生大量额外功耗，降低逆变效率。采用死 区控制，在SPWM波的每个开启信号前加一定时间的延时死区，可以提升逆

8、变效 率。(2) 提升功率因素。逆变器效率=P/P，其中P二U*I*PF。因此提升功率因O IN000素PF将有效的提升逆变效率。(3) 外围电路的节能。逆变需要许多外围电路，这些电路与控制系统不在同一 供电系统，会算在逆变的功率损耗中，减小这部分电路的损耗将提高逆变效率。二、系统总体设计方案及实现方框图本系统以STM32为控制核心，CPLD为辅助。通过FPGA内部实现的DDS产生 SPWM同步调制信号驱动全桥式逆变电路进行DC-AC转换。其中，SPWM波通过高 驱动能力光耦从控制部分耦合到逆变主回路。系统对输出的交流电流进行采样， 从而实现过流保护。并测量输入电压，实现最大功率电跟踪，经过工

9、频隔离变压 器将逆变电压并入市电。整体系统框图如图五。三、主要功能电路的设计1. SPWM信号驱动电路+15VC11VDDHOHIKSDVSLINNCVSSVCCNCCOMNCLOU9134 ZE10 if1214 +loVsp+SPWM1.lek VDDHOHINVBSDVSLJNNCvccNCCOJJNCLOU10AHC11D:211 +15VCUMT円134I EIGHT 图六IR2110驱动电路全桥逆变电路需要使用高压侧悬浮驱动，若是采用普通光耦隔离驱动则需要3路单独电源为光耦供电。IR2110具有独立的低端和高端输入通道，具有高端悬 浮自举电源，可以单电源驱动整个全桥电路，且功耗15

10、V下静态功耗仅116mW,开 通、关断延迟小，分别为 120ns和94ns。是较为理想的全桥驱动芯片。我们采用 了两片IR2110为全桥电路供电。其信号输入由光耦给出，电路原理如图六。2 光耦隔离电路VCCVCCR?VkNCVeANODENC6N1?-510X/图七光耦隔离电路光耦用来隔离强电与弱电，用来减少逆变噪声干扰，同时防止意外中控制回路 被损坏。6N137具有一定驱动能力，且输出摆率很高，能达2MHz比特率的数字 信号隔离输出。FPGA输出的信号直接进入光耦，其电路如图七所示。图中输入 部分串联510Q电阻保护发射LED不会过流，并能正常工作。3 电流采样电路电压通过在输出回路串联交流

11、互感器进行取样，采用INA282放大50倍和高精度 有效值转换芯片AD637实现了对输出电流的检测。电流测量电路如图八所示。图八电压测量电路4过电流和欠电压保护电路: 的值，但输出电流高于设定值和输入电压低于设定值时输出高电平给单片机控制 继电器进行动作。四、理论分析与计算1 效率分析与运算本系统最大输出电流有效值为I/A,最大输出电压有效值U 36V, o我们选取 了导通电阻较小的MOS管IRF540Z，其导通电阻R为0.027Q。则系统最大MOSDS管导通损耗为：P=4 *0.5 * I 2R =2* 22*0. 07 7=0. 2 1 6WcDsmax DS对于纯阻性负载，MOS管的开关

12、损耗为P=匕厶 (T + T ) f. IRF540上升时S2onoff间为51ns，下降时间为39ns。f为调制时三角波的频率。我们取的三角波频率 为33KHz。则系统最大MOS管导通损耗为:P=4* 厶(丁 +T )f=2*36*2* (51+39)S2on off*10-9*330000.426W 则 MOS 管的总功耗约 P + P =0.645W。光耦 TLP250 在+5V 供 c s电情况下输出端电流有50mA,IR2110工作电流200mA，电路一个光耦两个驱动共消耗0.1 *1*5+0.2*2* 12=5.3W功率。滤波电感等效ESR为1Q，则总共损耗P=1 *22=4W功率

13、。外围一共损耗功率P30*19.945 + 30*1=75.2%。总=0.645+5.3+4=9.945W。则理论上逆变效2死区时间MOS管IRF540的上升时间T为51ns，下降时间为39nsf，。我们在每 路控制信号的上升沿到来之时，都会留出0.5us的低电平死区，再给出高电平, 这样就能够保证上下桥臂不同时导通。五、六、软件流程开始图十软件流程图结合FPGA内部的资源大小，本系统在FPGA内部产生2K的ROM用于存储一个周 期正弦波的1024个点。三角波在FPGA内部通过寄存器的累加来实现，为了保证 三角波的最小精度，三角波采取每次加1的操作，通过改变累加速度调节三角波 的频率。由于要尽

14、量保证三角波的比较精度，在改变SPWM波的调制深度时，通 过改变三角波的累加次数（产生三角波的寄存器仍保持每次变化1）来改变三角 波的幅度。而通过改变累加的速度来保证三角波的频率为33KHz。为了实现安全 并网，软件实时监测市电压的过零点来随时改变SPWM波的相位。七、八、系统测试和误差分析1测试使用仪器及型号60M双信道数字存储示波器: 数字万用表（3位半）：2. 测试方案及结果1.测试方案及测试条件型号 Tek tronix TDS 1002型号DT9205最大功率点跟踪的测试：改变电源内阻以及负载，用万用表分别测试DC-AC 的输入端和电源输出端电压，记录读数，计算是否满足MPPT。频率

15、跟踪和相位跟踪的测试：双踪示波器的两个通道分别接参考信号和输出 信号，对参考信号进行调节（45Hz55Hz）,利用数字示波器读出各个频率点的输出频率，与输入进行比较；相位通过直接观察比较两路输入的波形。DC-AC变换器效率和失真度的测试：这一测试环节需要两个万用表和双踪示 波器，万用表串接入DC-AC的变换前后，测得Id和101,注意后者是交流电。 从示波器读出Ud和U01，计算得到变换效率。2.主要测试结果表1最大功率点跟踪相对偏差（绝对值）序号Rs/QRl/QUs/VUd/V变换效率1303660.029.676.2%2363660.029.775.4%3303060.029.876.0%表2 频率跟踪相对偏差（fREF： 45Hz55Hz）序号fREF /HZf F /HZ相对误差145.045