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1、对高速信号线匹配问题的分析一、问题的提出在研发过程中，有设计人员提出，在850(CPU)的地址线上不应该加匹配串联电阻，并主张在原来设计中有串联匹配电阻的要去掉。但根据高速信号设计原则，对高速高频信号线必须根据实际布局情况考虑信号线的匹配，否则有可能引起信号完整性问题，产生大的过冲或振玲等现象，使设计留下隐患。为了明确上述问题，我们做了以下工作。二、试验分析为了对加匹配串联电阻和不加匹配串联电阻这二种情况进行比较，我们进行了下面的测试。测试的原理简图见图1,PCB布局见图2。测试是在收信板BRX上进行的。将BRX通电跑起来后，对850的一根地址线进行了测试，测试数据为其244的一根输出线上所带
2、三个负载输入端的信号波形。850(CPU)的时钟由50MHz晶振分频提供，其工作频率为25MHz。测试的原理简图见图1，其中R：外置匹配电阻O:测试点图1测试的原理简图测试了以下几种情况:1. 244的型号为PI74FCT163244VC，驱动输出端不加33欧串联电阻，测试结果见图3、图4、图5。2. 244的型号为PI74FCT163244VC，驱动输出端加33欧串联电阻，测试结果见图6、图7、图8。3. 244的型号为PI74ALVCH162244V，驱动输出端不加33欧串联电阻，测试结果见图9、图10、图11。4. 244的型号为PI74ALVCH162244V，驱动输出端加33欧串联电
3、阻，测试结果见图12、图13、图14。上面测试了二种型号的244,分别为PI74FCT163244VC和PI74ALVCH162244V,二种型号的封装一致，主要区别在于，在PI74ALVCH162244V的输出端，内部等效串联了一个25欧的电阻，而PI74FCT163244VC没有。测试结果:刽rr1.00GSa/s1.00V/div，下面超过1000mV)ofog|siIPI74FCT163244VC，不加33欧串联电阻,ControlSetupMeasureAnalyzeUtilitiesHelpFileeFil一arcleAI已21.Mornof号波形SIBIBnMore1of2Cle
4、arAllml244为PI74FCT163244VC,加33欧串联电阻，基本没有过冲)图6T输入端,信号波形|卜1Dll244为PI74FCT163244VC,加33欧串联电阻，基本没有过冲）阡ofia|a|闾画bflash输入端信号波|Ho|P-Fil一ControlSetupMeasureAnalyzeUtilitiesHelp1:57PM已21.Morl.Allla|al團（244为PI74FCT163244VC,加33欧串联电阻，基本没有过冲）图凰麾GA输入端52号波形o|2.00VITeFil一已21.Mornof卅rFileControlSetupMeasureAnalyzeUti
5、lities1.00V/div，不丿川aa欧中联电阻，丄面过冲幅度约力zuumv,arcleAI已21.Morl.ofoga圃M已asurementsMarkersIScalesl匚urrentFrequyncLi(2+1SourceoffMarkersScales1Measurements匚urrentFrequeriLU(2+1SourceoffFileControlSetupMeasure1.00GSa/srAnalyzeUtilities旦mlp11:00r卅MornofH1.00V/divarcleAI-H-Fil一已21.r卅1.00V/divMarkersScalesMeasur
6、ements匚urrentFrpqupriLU(2+1Sourceoff二二口口4HUW口口二二:m严=工呈洱三g口口十h壬百_面的测试结果表明：1、当244内部没有串联电阻时，如果外部不加串联匹配电阻，三个负载（Boot、Flash、FPGA）输入端的信号波形都存在较大的过冲，有的过冲幅度超过1000mV。2、当244内部没有串联电阻时，如果外部加了串联匹配电阻（33欧），三个负载（Boot、Flash、FPGA）输入端信号波形上的过冲非常小。3、当244内部有串联电阻（25欧）时，如果外部不加串联匹配电阻，三个负载（Boot、Flash、FPGA）输入端信号波形上的过冲较小。4、当244内
7、部有串联电阻（25欧）时，如果外部加了串联匹配电阻（33欧），三个负载（Boot、Flash、FPGA）输入端信号波形上没有过冲，但信号沿有较大的延迟。三、简单理论分析在电子产品的研发中，电路的功能一般要通过PCB布线设计来实现。当信号的频率或速率较低时，PCB上的信号线可以按集总参数来处理。但当信号的频率或速率很高时，则必须要考虑信号线分布参数的影响，将信号线当作传输线来对待。传输线一般用特性阻抗ZC和传播常数来描述，ZC和取决于线的分布参数，主要是分布电感和分布电容。ItUtUiiU0端接负载的传输线问题可用下面图15的模型来分析。U(x)图15端接负载的传输线在图15中，Zt代表负载阻抗
8、，U.代表传输线上的入射电压，U代表反射电压。它们的关系tir满足：ZZu，rur，-tcri-+-tcr称为电压反射系数。传输线上任意点x处的电压为入射电压和反射电压之和：U（x），叮U在负载上，电压与电流满足：Ut=It*Zt。当负载阻抗等于传输线特性阻抗时，反射系数为零，传输线上没有反射电压，只有入射波电压，此时，信号能量完全被负载接收，负载端与源端具有一致的信号波形。这种情况称传输线与负载处于匹配状态。当负载阻抗不等于传输线特性阻抗时，反射系数不为零，传输线上存在反射电压，此时，将有信号能量被负载反射回去，对于正弦波信号，将在传输线上形成驻波效应，负载端的信号与源端信号将不能保持一致。
9、这种情况称传输线与负载没有实现匹配。在信号传输过程中，如果源阻抗和负载阻抗都不等于传输线的特性阻抗，则在源端和负载端都处于非匹配状态。这种情况下，将有信号能量在传输线上来回反射。这是引起信号振铃、过冲、欠冲等现象的根本原因。如果信号上存在较强的过冲，表明信号在线上来回反射较强。信号在线上来回反射，将会增加对外的辐射干扰，同时也会加大对附近其它信号的串扰。另一方面，任何逻辑器件，其输入信号的辐度都要求在一个限值范围内，信号上较大的过冲将会接近甚至超过这个限值。这样必将对器件的长期稳定工作带来严重的隐患，从而影响产品的可靠性。因此，从产品可靠性和信号完整性的角度来看，在设计过程中，必须尽可能地降低
10、信号上的过冲。四、几点结论1. 单板上所有高速高频信号线均应考虑匹配设计。经验的做法是，对于模拟信号，当信号线的长度大于信号中最高频率对应的波长的二十分之一时，应该将信号线当作传输线来对待。对于数字信号，当信号线的长度（单位厘米）大于3倍信号上升或下降时间（单位纳秒）时，必须对信号线采取匹配措施。2. 匹配端接方式一般有以下几种：在源端串联电阻、在负载端上拉并联电阻、在负载端下拉并联电阻、在负载端采用RC并联、在负载端采用Thevenin网络等，不同的方法各有自己的特点。更详细的信息可以参见文后的参考资料。3. 在采取匹配措施时，匹配器件的参数必须合适。不合理的参数不仅不能减轻信号完整性问题，
11、反而有可能加大信号完整性问题。4. 解决高速PCB板的信号完整性问题，较好的方法是进行仿真分析。在目前我们进行PCB仿真较困难的情况下，通过试验来确定合适的参数是一种可行的方法。5. 对于244，在输出端串联匹配电阻，可以有效地减少信号的过冲。但是从测试波形上也可以看到，加了串联电阻后，会引起信号上升沿和下降沿的变缓。串联电阻越大，其变缓得越厉害。从电磁兼容的角度看，信号沿的变缓是有利的，它可以缩小信号的高频带宽，减小信号线对外的高频辐射干扰及对附近其它信号的串扰。但信号沿的变缓也可能对电路功能的实现带来负面的影响，必须针对具体电路进行分析。如果信号沿的变缓对电路功能没有影响，则串联匹配电阻的
12、阻值主要以尽量减小过冲来确定。如果信号沿的变缓对电路功能实现存在负面的影响，则要对串联匹配电阻的阻值找到一个平衡点。该阻值以不影响电路功能的实现为第一选择，同时保证过冲要较小。如果这样的一个平衡点找不到，则不能采取串联电阻匹配方式，应该采取其它的匹配端接方式。因此，在采取串联电阻匹配方式时，除了考虑要尽量减小过冲外，还要考虑信号上升沿和下降沿变缓的影响。6. 对于244，如果采取在输出端串联电阻的匹配方式，则有以下二种方案：1. 采用不带内阻的244，在外面配置匹配电阻。2. 采用带内阻的244，外面不配置匹配电阻。二种方案中，第一种方案比较灵活，当根据试验情况需要改变电阻值时，可以方便地做到，不须对PCB设计改版。第二种方案比较死板，一旦有改变参数的需要时，就只能通过改版来实现。因此，比较而言，以采取第一种方案为宜。
