飞兆案例准谐振和谐振转换两种提高电源效率的技术

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1、飞兆案例:准谐振和谐振转换-两种提高电源效率的技术全球对能源成本上涨、环保和能源可持续性的关注正在推动欧盟、美国加州等地的相关机构相继推出降低电子设备能耗的规范。交流输入电源,不论是独立式的还是集成在电子设备中的,都会造成一定的能源浪费。首先,电源的效率不可能是100% 的,部分能量在电源大负载工作时被浪费掉。其次,当负载未被使用时,连接交流线的电源会以待机功耗的形式消耗能量。近年来,对电源效率等级的要求日趋严格。最近,80% 以上的效率已成为了基本标准。新倡议的能效标准更是要求效率达到87%及以上。此外,只在满负载下测量效率的老办法已被淘汰。目前的新标准涉及了额定负载的25%、50%、75%

2、 和 100% 这四个点的四点平均水平。同样地,最大允许待机功耗也越来越受到限制,欧盟提议所有设备的待机功耗均应低于500mW,对于我们将讨论的电视机,则小于200mW。除专家级的高效率电源设计领域之外,电子设备中所用的功率范围从1W 到 500W的交流输入电源 ,一直以来主要采用两种拓扑:标准 (或硬开关) 反激式 (flyback) 拓扑,和双开关正激拓扑。这两种拓扑都很易于理解,而它们存在的问题,以及如何予以避免,业界都已有充分的认识。不过,随着对效率的要求不断提高,这两种拓扑将逐渐为三种新的拓扑所取代:准谐振反激式拓扑、LLC谐振转换器拓扑和不对称半桥拓扑。准谐振反激式拓扑已被成功用于

3、最低功率级到200W以上的范围。在70W-100W范围,LLC谐振转换器比准谐振反激式拓扑更有效。而在这两个功率级之上,不对称半桥转换器也很有效。工作原理:准谐振和谐振拓扑都能够降低电路中的导通开关损耗。图1对比了连续传导模式 (CCM) 反激式、准谐振反激式和 LLC 谐振转换器的导通开关波形。所有情况下的开关损耗都由下式表示:这里,PTurnOnLoss 为开关损耗;ID 为 漏极电流;VDS 是开关上的电压;COSSeff 是等效输出电容值(包括杂散电容效应);tON 是导通时间,而fSW 是开关频率。a) CCM反激式转换器 b) 准谐振反激式转换器 c)LLC谐振转换器图1 CCM反

4、激式、准谐振反激式和LLC谐振转换器的开关波形比较CCM反激式转换器的开关损耗最高。对于输入电压范围很宽的设计,VDS 在500V 600V左右,是输入电压VDC 与反射输出电压 VRO 之和。进入不连续传导模式 (DCM) 时,漏电流降为零,开关损耗的第一项也随之降为零。在准谐振转换器中,若在电压波形的第一个 (或后一个) 波谷时导通,可进一步降低损耗。图中虚线所示为准谐振转换器在第一个谷底导通时的漏极波形。如果准谐振反激式转换器的匝数比为 20,输出电压为5V,则 VRO 等于 100V,因此对于 375V 的总线电压,开关将在 275V 时导通。若有效输出电容 COSSeff 为73 p

5、F,开关频率 fSW 为 66 kHz,则损耗为0.18W:对于标准CCM反激式转换器,开关与漏极电压振铃不同步。在最坏的情况下,漏极电压大于VDC那么损耗将为0.54W。故对于非连续模式反激式转换器,功耗在0.18W 和 0.54W之间波动,具体取决于时序。影响时序的因素有输入电压和输出电流,两者的优化组合可提高效率,反之会降低效率。对非连续模式反激式转换器,这常表现为满负载效率曲线的异常变化。这时,输入电压改变而输出电流 (及电压) 恒定。效率曲线随开关点前移而显示出波动。初级端电感的批次差异也会显示出变化,从而改变效率。谐振转换器采用了一种不同的技术来降低开关损耗。让我们回头再看看导通损

6、耗公式,由式中可见,如果VDS设为零,就根本没有损耗,这个原理被称为零电压开关 (ZVS),用于谐振转换器,尤其是LLC谐振转换器,如图1所示。通过让电流反向流经开关,可实现零电压开关。当开关电流反向时,体 (body) (或外部反向并联) 二极管把电压钳位在一个低值,例如1V,这远低于前面提到的反激式转换器的400V。谐振转换器利用一个谐振电路来产生延时。两个MOSFET产生方波,并加载在谐振电路上。通过选择合适的谐振电路,并把工作点设置在谐振点之上,流入谐振电路的电流可以非常接近正弦波,因为高阶分量一般都大为衰减。正弦电流波形滞后于电压波形,因而当电压波形达到其过零点时,电流仍为负,从而实

7、现零电压开关。结构图2所示分别为准谐振转换器的电路示意图及LLC谐振转换器的模块示意图。准谐振转换器的电路示意图看起来非常类似于反激式转换器,只是它带有一个帮助确定电压谷底时序的检测电路。图2:准谐振反激式转换器的电路图及LLC谐振转换器的模块示意图LLC谐振转换器的模块示意图与双开关正激转换器截然不同。其之所以名曰“LLC”,是因为谐振电路的工作由3个组件来完成:变压器的磁化电感 (Lm)、变压器的漏电感 (Llk) 和谐振电容 (Cr)。对大漏电感的需求意味着必须一个额外的电感,或者是变压器的线圈需以增加漏电感的方式进行缠绕,以使其增大。LLC谐振转换器在初级端有一个半桥结构,但与双开关正

8、激转换器不同的是,它不需要任何二极管。此外,还带有一个双开关正激转换器所没有的谐振电容,以及两个输出二极管与中心抽头变压器的输出相连。这些配置把谐振电路的交流输出整流为直流级,双开关正激应用所需的大输出电感在这里就不再需要了。对于给定的功率级,准谐振反激式变压器的尺寸是最大的,因为它先把所有能量存储在初级侧,然后再将之转移到次级侧。双开关正激转换器则不然,它是在开关导通时把能量从初级侧转移到次级侧。和反激式转换器一样,双开关正激转换器也只使用一个磁极方向。LLC转换器却使用两个方向,所以在其它条件相同的情况下,对于给定的功率级,它的尺寸更小,无需考虑额外的漏电感或者是在变压器中包含的漏电感。频

9、率和增益准谐振和LLC谐振开关的优势都包括了降低导通损耗,但缺点是频率随负载减小而增大。两种转换器的关断损耗都随频率的增大而变得严重。这里,tOFF是关断时间,在轻载时上述效应会降低效率。飞兆半导体的准谐振FPS 功率开关产品系列,比如FSQ0165RN,采用了一种特殊技术“频率钳位” (frequency clamp) 来弥补准谐振控制器固有的这种缺陷。控制器只需等待最短时间,对应最大频率,然后开关在下一个波谷时导通,这种方法可以提高轻载下的效率。FPS FSFR2100 LLC 谐振转换器和包括FSQ0165RN在内的产品系列都具有突发模式功能,可降低极轻负载下的功耗。对于FSFR2100

10、,如果系统需要,建议加入一个采用了FSQ510这类器件的辅助电源,以保持低待机功耗。LLC 谐振转换器的另一个局限性是它的增益动态范围非常有限。图3所示为一个LLC 转换器的增益特性与频率及负载的关系。这种拓扑之所以广受欢迎是由于其频率随负载变化的改变较小,在100kHz的谐振频率上限,频率不随负载变化而改变。不过,它的增益动态范围很小,在1.0到1.4之间,如果1.2的增益代表一个220VAC输入电压的系统获得所需输出电压的增益,则动态范围允许189VAC 到 264VAC的输入电压范围。因此,这种拓扑不太可能适用于常见的输入电压范围,但只要通过精心设计来实现保持时间 (hold-up ti

11、me) 的条件,就可以用于欧洲的输入范围。LLC谐振转换器通常与功率因数校正级一起使用,后者可为LLC转换器提供调节良好的输入电压。通过增大漏电感与磁化电感的比值,可以增加增益动态范围,但代价是轻载效率因磁化电流变大而降低。实际上,这是通过采用第二个电感来实现的,因为如果漏电感太大的话,要获得可重复的漏/磁化电感比值是有实际限制的。图3:LLC谐振转换器增益曲线示例应用准谐振反激式和 LLC 谐振转换器在嵌入式交流输入电源中的应用越来越广泛。准谐振转换器的实际工作范围上从超低功率级到100W左右。对于集成式解决方案,7W/12V 电源的满负载效率约为81%;而对采用了带外部MOSFET的准谐振

12、转换器的70W/22V电源,满负载效率则超过了88%。前者的待机功耗远低于150mW,后者的则小于350mW。采用较低的输出电压,效率必然会迅速降到上述水平之下。一个5W/5V的电源将在输出二极管上消耗至少10% 的额定输出功率。准谐振拓扑还有一个好处是EMI远小于硬开关应用的,其频率将随400V输入电容上的纹波而变化,导致自然的频谱扩展。此外,由于开关行为在较低电压时发生,开关噪声减小,故共模EMI噪声也相应减小。LLC谐振转换器的实际工作范围从70W左右到500W以上,带有一个PFC前端的FSFR2100已用于实现200W 到420W的电源。对于高达200W的应用,一般无需使用FSFR2100上的散热器,但通常建议在输出端使用一些肖特基二极管,而这些往往需要散热器。此外,也可以采用同步整流方法,这时因为采用了MOSFET (虽然MOSFET的控制信号不易产生),因此无需散热器。对于采用了肖特基二极管的应用,典型的峰值效率依照输入电压、输出电压和输出功率情况,大约在90%到95%之间。 /

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