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1、585第15章 动目标显示（MTI）雷达第15章 动目标显示（MTI）雷达Willian W.ShraderV.Gregers-Hansen15.1 引言MTI雷达的用途是抑制来自建筑物、山、树、海和雨之类的固定或慢动的无用目标信号，并且能检测或显示飞机之类的运动目标信号。图15.1是两张平面位置显示器（PPI）的照片，表明了一部正常工作的MTI雷达的效果。从中心亮点到平面位置显示器的最边缘为40n mile，距离刻度环间距为10 n mile。其中，左图是正常的视频显示，显示了固定的目标回波；右图是MTI雷达抑制杂波的照片，在天线扫描3次的时间内，照相机快门始终是打开的，因此飞机目标呈现连续
2、的3个回波。图15.1 MTI系统的效果 这两张照片显示了MTI系统的效果。在天线连续转3圈时，由于照相机的快门一直是打开的，所以在右面的照片上，飞机看起来就是相邻的3个亮点。PPI的量程是40 n mile。MTI雷达利用动目标回波的多普勒频移来区分动目标和固定目标。在脉冲雷达系统中，这一多普勒频移表现为相继返回的雷达脉冲间回波信号的相位变化。假设雷达所辐射的射频脉冲能量被一幢楼房和飞向雷达站的一架飞机所反射。反射回波需经一定的时间方能返回雷达。雷达又发射第二个射频脉冲，楼房反射的回波信号仍将经历完全相同的时间后返回。但是从飞机反射回的信号所经历的时间却稍微少一些，这是因为在两个发射脉冲之间
3、，飞机已向雷达的方向靠近了一段距离。回波信号返回雷达所需的准确时间并不重要，但脉冲间时间是否变化却很重要。时间的变化（对飞机目标而言，数量级为几个毫微秒）可以用回波信号的相位与雷达基准振荡器相位之间加以比较来确定。如目标在脉冲间发生移动，则回波脉冲的相位就会发生变化。图15.2是一种相参MTI雷达的简化框图。射频振荡器向发射脉冲的脉冲放大器馈送能量。同时，射频振荡器还用做确定回波信号相位的相位基准。在发射脉冲的间隔时间内，相位信息储存在脉冲重复间隔（PRI）存储器中，并且还与前一个发射脉冲的相位信息相减。只有当回波信号为动目标回波时，减法器才有输出。图15.2 相参MTI雷达的简化框图MTI方
4、框图图15.3是一完整的MTI系统方框图。此方框图代表了一种使用脉冲振荡器的MTI系统。它比下面讨论的那些MTI系统要简单，但是通过研究此方框图可以理解适用于任意MTI系统的许多实际考虑的问题。图上标注的频率和2500ms脉冲周期都是作用距离为200 n mile的L波段雷达的典型数据。发射机采用磁控管。由于磁控管是一种相邻脉冲之间相位不相关的脉冲振荡器，因此对每个发射脉冲都必须建立一个相位基准。这是通过以下方法实现的，即从定向耦合器采样发射脉冲，并将此脉冲与稳定本振的信号混频，然后再用这个脉冲去锁定相参振荡器。这个相参振荡器就成了回波信号的基准振荡器（关于相参振荡器及稳定本振的稳定性要求将在
5、后面的15.11节中讨论）。脉冲锁定放大器正好在发射脉冲结束前被关掉，这是因为在加到磁控管的高压脉冲下降期间，磁控管会发射出相当数量的噪声，并且这些噪声会干扰相参振荡器的正确锁定。图15.3 MTI系统框图回波信号与稳定本振的信号相混频，并由线性-限幅放大器放大（在某些设备中，并非有意要使用限幅，然而由于接收机在某个信号电平会出现饱和，也不可忽视限幅放大器的作用）。回波信号在相位检波器中与相参振荡器的信号进行相位比较。相位检波器的输出是回波信号与相参振荡器间相对相位的函数，同时也是回波信号幅度的函数。在相位检波器的输出端，回波信号的相位及幅度信息被变换为双向视频信号。由单个发射脉冲所接收到的双
6、极性视频回波信号如图15.4所示。如果点目标在运动，并且强杂波区内还有另一个动目标，则多个发射脉冲重叠的双极性视频回波信号如图15.5所示。图15.4 双极性视频信号（单次扫描）方框图15.3的其余部分是检测动目标并使之显示在平面位置显示器上或送往目标自动录取设备所不可缺少的。在模/数转换器（A/D）中，将双极性视频信号转换为数字信号。A/D的输出存储于PRI存储器中，并与前一个发射脉冲的A/D输出相减。相减器的输出是数字双极性视频信号，包含动目标、系统噪声和少量的杂波剩余（假如杂波对消不理想的话）。为便于在平面位置显示器上显示，该信号的绝对值在数/模转换器（D/A）中被转换为模拟视频信号。数
7、字信号同时还送往目标自动检测电路。对于平面位置显示器而言，该信号的动态范围（信号峰值与噪声均方根值之比）被限制在20dB左右。图15.5 双极性视频信号（多次扫描）动目标检测器（MTD）方框图基于MTI原理，在MTD中，信号处理机使用若干个并行的多普勒滤波器、CFAR处理及为抑制点杂波剩余而增加的一个或多个高分辨力的杂波图，可进一步提高处理机的线性动态范围。在现代警戒雷达中，由于增加了这些处理方法，因此已能实现一个完整的信号处理系统，从而获得良好的杂波抑制。图15.6给出了这种MTD处理系统的一个典型实现方法。图15.6 MTD框图MTD雷达依次发射PRF和信号频率都恒定的一组N个脉冲。这一系
8、列脉冲串通常称为一个相关处理间隔（CPI）或脉组。有时为了抑制在不规则（异常）传播时出现的距离模糊杂波回波，在CPI内也加上12个附加的填充脉冲。一个CPI间隔接收到的回波经N脉冲有限冲激响应（FIR）滤波器组处理后，雷达改变PRF和/或射频（RF）再发射另一CPI间隔的N个脉冲。因为大多数搜索雷达在多普勒上是模糊的，即存在盲速。若相邻的相关脉冲串间采用不同的PRF，使目标响应落于滤波器通带内的不同频率上，则可消除盲速的影响。每个多普勒滤波器所设计的目标响应都是其多普勒频带中的非重叠部分，并且也抑制掉其他多普勒频率内的所有杂波源。这种方法使每个滤波器的相关信号积累最大，与单个MTI滤波器相比，
9、可在更宽的多普勒频域内实现更大的杂波衰减。因此，一个或多个杂波滤波器能抑制掉不同多普勒频率的多个杂波源。图15.7是MTD多普勒滤波器组抑制同时存在的地杂波和气象杂波（Wx）的一个实例。从图中可看出，滤波器3和4能明显抑制这两个杂波。图15.7 使用多普勒滤波器组对多个杂波源抑制每个多普勒滤波器的输出经包络检波，再经一个单元平均恒虚警处理器处理，从而可抑制掉滤波器不能完全滤除的由距离扩展产生的杂波剩余。如本章后面所述的那样，常规的MTI检测系统输出的杂波剩余是否能降低到接收机噪声电平或更小，取决于雷达接收机中频部分精心控制的动态范围。但受限制的动态范围却有不良后果，即导致附加的杂波谱扩展，从而
10、降低杂波抑制能力。在MTD中，在多普勒滤波后使用的一个或多个高分辨力的杂波图可将杂波剩余降为接收机噪声电平（或将检测门限提高到杂波剩余电平之上）。这就消除了对中频动态范围的必要限制，因此可按A/D转换器所能支持的最大值设定中频动态范围。由此，可提供一个有杂波抑制能力的系统概念，它仅受限于雷达系统稳定度、接收机-处理机的动态范围和杂波的谱宽。采用高分辨力数字杂波图抑制杂波剩余的思想，可追溯到建立类似于使用存储管之类的模拟MTI系统时人们所做的早期努力。随后的章节将讨论MTD系统设计的特殊情况。15.8节将讨论多普勒滤波器组的设计和性能。15.14节将详细讨论杂波图。15.2 动目标杂波滤波器响应
11、MTI系统对动目标的响应随目标径向速度而变化。对上述MTI系统而言，噪声功率增益归一化的响应如图15.8所示。由图可知，固定目标和径向速度为89kn，178kn，267kn，的动目标输出响应均为零。这些速度就是所谓的盲速。它们是目标在相邻发射脉冲间移动0，1/2，1，3/2，波长时的速度。这就使回波信号在脉冲间的相移刚好为360或其整倍数，从而使相位检波器的输出没有变化。盲速可按下式计算 K = 0,1,2, （15.1）式中，VB为盲速（m/s）；l为发射波长（m）；fr 为脉冲重复频率（Hz）。比较方便的近似式为 K = 0,1,2, （15.2）式中，fr为PRF（Hz）；fGHz为发射
12、频率（GHz）。由速度响应曲线可看出，速度在两个盲速中间的目标响应要比常规接收机的响应大一些。速度响应曲线的横坐标也可标为多普勒频率。目标的多普勒频率可由下式计算 （15.3）式中，fd为多普勒频率（Hz）；VR为目标径向速度（m/s）；l为发射波长（m）。由如图15.8所示可见，系统盲速的多普勒频率出现在PRF的整数倍上。图15.8 MTI系统的响应曲线（雷达工作频率为1300MHz，重复频率为400Hz）15.3 杂波特性频谱特性脉冲发射机发射宽度为t的简单矩形脉冲，其频谱如图15.9所示。包络（sinU/U）的频谱宽度由发射脉冲的宽度确定，第一对零点出现在f01/t 的频率上，单根谱线按
13、PRF间隔隔开。这些谱线全部落在如图15.8所示各个盲速的相同频率上。因此，从理论上讲，用一个对消器就能够完全对消图中所示的这种具有理想频谱的信号。但实际上，由于杂波的运动（如被风刮动的树木）和搜索雷达的天线转动，杂波信号的谱线被展宽。Barlow指出1，杂波频谱可用标准偏差为sv的高斯谱来表示。由于这些展宽了的谱线，因此就无法在MTI系统中将杂波完全对消。图15.9 脉冲发射机频谱表15.1给出了杂波频谱的标准偏差sv(m/s)。虽然还有许多更复杂和更详细的杂波频谱模型存在6，但是为了理解系统的限制和获得良好的性能预测，高斯模型通常已经足够。表15.1 杂波频谱的标准偏差汇总*杂波源风速（k
14、n）sv（m/s）参考资料稀疏树林无风0.017Barlow1有树林的小山100.04Goldstein3第583585页有树林的小山200.22Barlow1有树林的小山250.12Goldstein3第583页有树林的小山400.32Goldstein3第583585页海杂波0.7Wiltse等4第226页海杂波0.751.0Goldstein3第580581页海杂波8200.461.1Hicks等5第831页海杂波大风0.89Barlow1箔条0.370.91Goldstein3第472页箔条251.2Goldstein3第472页箔条1.1Barlow1雨云1.84.0Goldstei
15、n3第576页雨云2.0Barlow1* 摘自Barton2。Nathanson和Reilly7指出，雨滴的杂波频谱宽度主要是由扰动分量和风速切变分量（风速随高度而变）引起的。他们的测量结果表明，对扰动分量而言，其有效平均值sv =1.0 m/s，而风速切变分量sv =1.68 m/(s/km)。若在垂直波束中充满雨滴时，则表示风速切变作用的一种简便方程是sv = 0.04Rqe1 m/s。这里，R为降雨区的距离（n mile），qe1为单程半功率点垂直波束宽度（）。举例来说，垂直波束宽度为4，距离为25 n mile的降雨区，雨滴的sv = 4.1 m/s，这时风速切变分量是主要因素。除上述频谱展宽部分外，雨滴及箔条还有一个平均速度，这一点在设计MTI系统时是必须考虑的。以m/s表示的杂波频谱宽度与雷达的工作频率无关。杂波功率谱的标准偏差sc(Hz)为 Hz （15.
