《两相交互式PFC预调整设计回顾.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《两相交互式PFC预调整设计回顾.doc（13页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、两相交互式PFC预调整设计回顾1简介： 在大功率的PFC级，为了削减EMI以及输出电压的纹波，减小线路的均方根电流，提高输入输出系统的利用率，采用两相交互式PFC的电路无疑是一种好方法。2. 回顾交互式PFC预调整器的优点图1.展示了两相交互式升压变换器的功能电路。交互式升压变换器是工作在180相位差的两个简单升压变换器的组合，输入电流是两个电感电流I L1和I L2的总和。由于电感的纹波电流相位交错，其输出现出两者纹波对消，从而减少了输入纹波电流(由升压电感及开关导致)。最好时的输入电感的纹波电流可以对消，并出现在50的占空比处。输出电容的电流也是两个升压二极管电流的总和(I1+I2)，也少
2、于总输出峰值电流，从而减少了输出电容上的纹波电流I out 。在占空比接近0、50及100处，两二极管电流总和接近直流。在任何一个工作点，输出电容上仅有滤波电感的纹波电流。 图1 交互式BOOST电路及其电感电流波形 2.1 输入纹波电流为占空比的函数下面公式展示出输入纹波电流与电感纹波电流之比（K(D)）随着占空比的变化。图2展示出K(D)怎样随占空比变化。它的重要性在于这些输入纹波电流的变化，当选择电感给交互式升压变换器时，在PFC预调整器中的占空比不固定，随线路电压在变化。 图2 输入纹波电流对减在PFC预调整器中，占空比D()不是恒定的，而是随着线路输入电压Vin()在变化。占空比变化
3、量对全电压范围应用时会相当大，这种占空比的变化可以用一个计算来监视。该变换器系从85V265V AC输入调整到385V输出。在低线电压时，占空比从100变到68。而在高线时，占空比从100变到2。电感纹波电流的互相抵消会令其不完全通过线路周期。当然，这对强力减少电感中的输入纹波电流有很好的效果，最高的纹波电流在此例中出现在低线电压的峰值时，此时占空比为68，电感纹波电流的总量在此输入时的占空比为55。 线路电压为相角的函数 (4) 占空比也是相角的函数 (5) 图3 占空比和相位角的关系2.2 评估磁元件值的减少程度电感纹波电流的互相抵消可以使设计减少升压电感的磁心体积，也即减少储存在两个交互
4、电感中的所需的总能量，它仅仅是设计相同功率预调整器的一半，开关频率感量也仅有一半。 单级电感能量 (6) 两相电感的总能量 (7)在升压电感中，减少的总量可以用比较单级PFC预调整器(Wa Ac single)和两相交互预调整器(Wa Ac interleaved)在给定电感量之下所需的电感磁心及窗口面积乘积的方法看出来，电感量的实际值，电感中的RMS电流(IRMS)，电流密度(CD)及磁通密度(B)都会随面积乘积的减少而不再需要那么多。整个交互式电感磁芯面积乘积(2 x Wa Ac interleaved)与单级预调整器之比为0.5，这个结果表明交互式两个电感面积仅是单级的一半，减少了50。
5、这将直接带来磁材用量减少一半。 (8) (9) (10) (11)交互式PFC预调整器用此方式不会增加EMI滤波器的尺寸大小。共同的设计实践是选择功率变换器的开关频率。要在EMI的150KHz带宽以下。二次谐波的开关频率会成为两倍基波并在EMI频带中更为相象，需要一个满足这个规范的滤波器。交互式两相预调整器会使输入看上去为单级两倍的开关频率，这意味着变换器的基本开关频率更象推入EMI的二次谐波的带宽，并在独立级开关频率的二次谐波处。当然，输入纹波电流因为两个因素减少，这也不会对EMI滤波器增加任何附加的抑制。2.3 输出电容纹波电流的减少成为占空比的函数图4展示出正常的输出电容的RMS电流，单
6、级升压I cout (D)，正常电容RMS电流及两相交互式升压I cout (D)与占空比的函数关系。图4说明了输出电容纹波电流。两相交互式PFC仅仅是单级传统PFC的1/2。两者功率相同，减少的RMS电流即减少了由电容的ESR损耗引起的发热，从而降低了损耗及应力。 (12) (13) (14) 图4 正常输出电容电流纹波3. 设计回顾电源设计需要列于表1。请注意该350W的PFC预调整器设计。基于T1的评估板，HPA117 T1的用户便览给出为SLU0228。表1. 设计需要参数最少典型最大 Vin 85V RMS110V or 230V RMS265V RMS Vout 374V 390V
7、 425V Vripple 30VCurrent THD at 350W 10% PF at 350W 0.95 Full load efficiency 90%fs 100KHzHold up requirements 20ms 47Hz 50Hz 60Hz功能方框电路如图5所示。 图5 两相交互式PFC的功能方框电路图3.1 升压电感选择 (15)3.2输出电容选择选择输出电容有三个临界值要决定，即总能量控制、输出纹波电压及最大RMS纹波电流。公式(16)、(17)用于选择输出电容，(16)式基于能量保持的需要,(17)式基于输出纹波电压的需要,设计师选择公式求出的最大值作为最后选择依据。
8、 (16) (17) (18)选择Bulk电容时还要考虑到可能的误差及电容容量偏差，下面公式按20误差考虑。最后选择为： (19) RMS纹波电流对给定的电容可以按下式计算： (20) (21) (22) (23)3.3 MOSFET及二极管的选择为了满足设计所要求的效率，选择半导体器件时总容易出错，它可能是过去的一些习惯，半导体导通损耗根据下面选择。 (24)3.4 二极管的选择为减少开关损耗，选择了碳化硅二极管，这种二极管有几乎为0的反向恢复电流。下面公式用于评估二极管的损耗(P DIODE)及二极管的峰值电流及平均电流。此处VF为升压二极管的正向压降，在我们的设计中每个二极管为0.6W，
9、两个总和为1.2W。剩余的17.8W损耗给MOSFET及辅助电源。 (25) (26) (27)3.5 MOSFET选择基于RMS及峰值电流，并以此预估损耗。 峰值MOSFET电流 (28)下面公式用来估算MOSFET的RMS电流，以便估算损耗。 (29) 开启时的MOSFET电流 (30) 关断时的MOSFET电流 (31)整个MOSFET的损耗中，Coss 充放电的贡献(在PWM开关周期中) Coss随线路电压变化，并非线性。下面公式可用于计算。典型在使用IRF840时，Coss为160 pf。 (32)为了估算MOSFET开启及关断损耗，由图6及以下面的公式给出： 图6 MOSFET开启
10、和关断损耗 估算MOSFET的损耗(PFET)给定为5W，两只为10W，加1.2W的二极管损耗，已达到11.2W,其总值低于初始限定的19W。3.6 选择散热片给MOSFET由于二极管仅耗散0.6W的热量，可以不去管它。但是MOSFET的散热需要散热器。下面公式用于计算散热器的热阻RQSA。这个公式基于最大允许的环境温度Tamb 40，从结到壳的热阻，MOSFET及壳到散热器的热阻(TO-220)之和(Rjs+RCS)。数据在MOSFET表中给出。对于本设计，我们选择AAVID531202散热片，以满足散热要求。 (43)3.7 过压保护及欠压保护OVP功能及UVLO都由UCC28220控制。它是一个简单的比较器，用于监视BOOST的电压。设置的信息阈值可以在UCC28220数据表中找到。对于本设计OVP设在425V。UVLO设在108V，预调整器直到Vout达到108V时才开始起动预调整器。3.8 峰值电流限制峰值电流限制采用在UCC28220的PWM比较器的输入端处，用最大控制电压VC来设置，此处“a”是电流检测变压器匝数比(T1&T2)。峰值电流限制触发点设在升压MOSFET正常峰值电流保护点的130处。 (44)
