集成运放的内部是一个多级放大器其对数幅频特性如图...l所示中的曲线①(实线) 对数幅频特性曲线在零分贝以上的转折点称为极点图中，称P1 P2点为极点极 点对应的频率称为转折频率，如fp1,fp2,第一个极点，即频率最低的极点称为主极 点在极点处，输出信号比输入信号相位滞后45幅频特性曲线按-20dB/10倍频 程斜率变化，每十倍频程输出信号比输入信号相位滞后90极点越多，越容易自激, 即越不稳定为使集成运放工作稳定，需进行相位(频率)补偿按补偿原理分滞后补偿、超前补偿及滞后一超前补偿等滞后补偿:凡是使相移增大的补偿即被称为滞后补偿滞后补偿使主极点频率降低, 即放大器频带变窄如补偿后只有一个极点，则被称为单极点，如图2.21(a)所示中 的曲 线②超前补偿:凡是使相移减小的补偿即被称为超前补偿，超前补偿使幅频特性曲线出 现零点，即放大器频带变宽在零点处输出信号比输入信号相位超前45°，幅频特性曲 线按+20dB/10倍频程斜率变化补偿办法是将零点与补偿前的一个极点重合，如图 2.21(a)中的P2点，补偿后的幅频特性曲线如图2.21(a)所示中的曲线③，补偿后频 带展宽100fa)壊成运放幅频特性曲城i•输入端的滞后补偿网络(外部滞后补偿)在集成运放的两输入端之问并一串联的电阻(RB)、电容(CB)的网络被称为输入端 的滞后补偿。
这种补偿使通频带变窄，适用于对频带要求不高的电路这种方法也有 助于提高集成运放的上升速率RB，CB的估算方法(I)在放大器增益给定的条件下暂时短接CB，在集成运放两输入端之间并联RB，RB的 值由大到小的改变，直至放大器进入临界稳定状态这时可用示波器看到近似正弦波 并用示波器水平(时间)轴测出振荡周期，换算出振荡频率fo实际是放大器的放大倍数 等于1时的频率补偿电容CB的值可按下式估算，即CB》1/(RB*f)将补偿电容并在闭环放大器的外部反馈电阻上其补偿原理如图2.21 (a)所示的 曲线③这种补偿叮以展宽高频带宽，电路图如图2.2.13所示1)抵消第二个极点的补偿(2)削弱输入分布电容影响的补偿将补偿电容并在闭环放大器的外部反馈电阻上，使输入信号在高频时能直接耦合 到输出端，削弱输入分布电容的影响，改善电路的高频特性，电路图如图2.2.14所 示补偿条件为RF*CB = Rr*Cr式中，r为输入端分布电容2.2.14 LF356/357的超前汗卜偿电路1.容性负載补偿电路容性负载心与集痕运股输岀电用民构成粉侨网终该滯后网络与反馈网绊串联咅生新 的极点而引述战激b为此需藝对容性负载迸行相傥补偿.⑴容性负載小干ISOOpH的棚位补偿力注容性负载小于ISOOpF的相位补偿方法是在集成运放輸出端与电容负载之间串一小阻值 的补輻电81RJAIOOU例22.25戒用7F741M型宝成运放组成反相型眾火黠，共容艺负载5亠加仁试设 计容性负我补楼电路*电路图如圈12.25所示。
甜中，血是阻值为220(1的电位器,调节 砒电斛定(14 用示波器检妙.⑵ 容性负载*于15D0pF的补偿方法容性贸裁大于1別OpF的祁倚电路如BB 2226所恳罠？丄时■卜畜杵负職补偿电路图22拓大客性讥機衿绘电空补樸电羿G与反馈电阻Rf擀咸超前■补愷网络.应匯新的零駄 新的零怎抵消容性阮截 a与集成运放输出电阻爲构施的新极点+从而消陽自激■，补偿电容G.为心取值为10-30012.。