200w开关电源功率级总结

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1、一個200W開關電源的功率級設計總結Michael Weirich 實驗室經理 飛兆半導體（德国）公司摘要本文講述了一個基於 FAN4800 連續 PFC 前端的雙管正激電源的功率級設計。回顧了這種電源的設計選擇。討論的實際課題包括功 率器件選型，電磁設計，佈局和電磁干擾（EMI），目的在於幫助工程師加速並改善其設計。1. 導言新的功率在200W-500W的交流電源設計，越來越需要功率因素校正（PFC），以在減少電源線上的能源浪費，並增加最多來自電 源插座的功率。 這篇文章描述了一個用於液晶電視的 200W 電源的設計與構造，所以提到了很多注意事項，以達到高效率，待機 功率低於1W,外形小巧尤

2、其是高度為25mm，無風扇的簡單冷卻，低成本。這些特徵對於將要應用的場合是不可或缺的。2. 電路描述和設計設計指標如下：-交流輸入電壓：85 265VRMS-功率因素： 0.95總輸出功率：200W-三個直流輸出：5V/0.3A12V/5A24V/6A電源分為兩個單元。第一電源集成一個功率因素校正電路，內置在FAN4800 PFC/PWM （脈寬調制）二合一控制器周圍，產生一個 24V/6A 和 12V/5A 的輸出。這個器件包含一個平均電流模式 PFC 控制器和一個能夠在電壓和電流模式下工作的 PWM 控制器。在 描述的這項應用中， PWM 工作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。這種變換器

3、能產生一個穩壓的 24V 輸出。 12V 輸出則由一 個采用MC34063A PWM控制器的Buck變換器產生。這個附加模塊改善了 12V輸出校正，減少交叉調節問題，這對於多重輸出正 激變換器總是一個問題，當負載大範圍變化時。附加變換器成本不是很高，如果與一個雙管輸出變換器的更複雜、更大的耦合電感 相比。第二電源是一個基於飛兆半導體功率開關（FPS）的Flyback變換器，它給FAN4800提供電源和5V輸出。這個電源工作在待機模 式下，它的無負載功耗低於500mW。因此，即使對於省電模式下小負載情況，也有可能滿足1W待機功耗的限制。為了簡潔，設計計算和電路圖將在每個模組中單獨給出。最終完成的

4、示意圖和佈局，可在附錄中查到。3. 功率因素校正本節回顧了功率因素校正電路的電源選擇。用來設立乘法器的工作點和差動放大器的增益和頻率補償的低功率部件的設計在1中給 出。圖 1 為電路示意圖RI441H1L4EMG1-3 r 4WL co i 1FCTVbLii-一馭EnF3L. n. - k aiC. ima -vali 5 d 廿 diVhsEiaa iFJtfiLtfW4P0ftSFIIOdl jl:PMtfl甲笛i1JL圖1： PFC級示意圖，元件編號和FAN4800應用說明1相對應3.1 整流器由於主電源用來提供一個 200W 的輸出功率，即總輸入功率。假設 PFC 的效率為 90，正

5、激變換器效率為 90，其中輸出功率為考慮到最大輸入電壓為85VRMS,最大輸入電流為:電磁干擾濾波器的常見共模扼流圈，必須承受這部分電流，同時具有約 10mH 高電感。市場上有一些扼流圈，具有高電流，高電感 和小尺寸的特徵，來自EPCOS和TDK。扼流圈的實際值和類型由電磁干擾測試確定，依賴於工作條件，也許與本文提出的濾波器 有所不同。與輸出串聯的負溫度係數熱敏電阻（NTC）限制了浪湧電流，但並非電源工作所真正需要的。整流器根據 IIn,RMS 選定，但注意到高額定電流二極管通常在某一電流下具有更低的電壓降，使用一個額定電流略高的整流橋是有 利的。對於實際設計，選擇一個 6A/800V 橋 G

6、BU6K。整流器功耗是可以預計的，通過一個恒定正向電壓下已知的近似二極管正向特性乘以一個串聯電阻。正向電壓 VF 和串聯電阻 Rs 必 須從規格說明書中查，對於 GBU6K 分別是 0.8V 和 0.03 。功耗方程變成：如果我們假設一個絕對的最高結溫度TJ為150C，最高室溫為50C，然後BR1散熱器的熱大熱阻（與空氣之間）應為3.2 電感 L1在講述的設計中，通過 L1 的波紋電流的振幅被選定為輸入電流的 20。在這種選擇下，電感可以根據下列等式（5） 計算給出的電感差不多是ImH。當RMS電流等於RMS輸入電流時，L1的峰值電流是（6）在這個電流和 5A/mm2 的電流密度下，所需的銅線

7、截面積約為 0.58mm2。 由於高頻電流僅為輸入電流的 20，趨膚效應和鄰近 效應不是很明確。三或四條細電線並聯總面積能夠達到所需面積就足夠了。在實際設計中，使用了三根直徑為 0.5mm 的電線，電 流密度略低於 5A/mm2。 L1 的磁環尺寸根據被稱為磁環區域乘積 Ap 確定，即有效磁性截面積和繞組面積（骨架）的乘積。這個乘 積很容易證明是其中ACu是銅線面積，Bpeak是飽和磁通密度（對於大多數鐵氧體，三0.35T）。fCu是銅填充因子，對於簡單電感，約為0.5；對於含有幾個線圈的變壓器，約為 0.4。確定這些數據後， L1 的 Ap 需求值是基於慣例，對大多數磁環，磁性截面積和繞組面

8、積非常相近，需要的磁環面積為因此，對於我們的應用，一個合適的磁環的Ae約為122mm2。雖然，要找到此磁截面的磁芯並不難，但電感的高度由於應用要求 被限制在25mm因此，經過一番對磁環和筒管規格說明書仔細搜索之後，選E擇了42它的Ae為107mm2 AW為154mm2得到 AP 約為 16500mm4。中心臂上氣隙的近似長度 s 是：其中AL, 0是無氣隙磁芯的AL （查磁芯規格書），有氣隙的磁芯的AL是lmH/1242=65nH,如果後兩個值的單位是nH, Ae的單 位是mm2,那麼氣隙長度s的單位是毫米。在這次設計中，氣隙長度約2毫米。3.3 Q1 和 D1因為最高額定輸入電壓是265VR

9、MS, Q1的最大漏極電壓為500V似乎足夠了。但是建議使用一個額定電壓為600V的MOSFET, 因為經驗顯示這個600V MOSFET,能夠承受浪湧測試，根據無損壞IEC61000-4-5標準，而500V類型則需要額外的浪湧電壓限制 器。同樣，這對於Boost二極管也是有效的。這是因為電解質電容C5能夠吸收大量能量，保護一個600V器件，而不是500V器件。 Q1和D1的峰值電流和通過L1的峰值電流是相同的，即4.5A，而Q1的RMS電流為：D1 的 RMS 電流為：=还上尤其對於MOSFET，低功耗和峰值電流是選擇某些器件的重要考慮因素。經過一番計算，選擇了一個最大RDSon約為0.45

10、100 C的SuperFetTM FCP16N60。Q1的總功耗分成傳導功耗和開關功耗。傳導功耗如下：開關損耗進一步分為，由於源漏電容（加上寄生電容的，例如L1和PCB）放電導致的功耗和由於開關過程中電流和電壓重疊帶來 的功耗，以及 D1 反向恢復帶來的功耗。所有這三項都無法確切瞭解，但可以根據下面的表達式估計：= 0.5-260pF- mor3.ico“)-092.9.1-400r a.? 30.J 4哦氐牴八疔（巧）FCP16N60的COSS,eff是llOpF而雜散電容Cext估計為150pF。50ns的交叉時間Crossover是一個合理的估計值，並且得到測 量確認。二極管反向恢復導致

11、的功耗預計為 2W。最終， Ql 的總功耗是：芯八迂（16）因此Q1散熱器的最大熱阻約為10C/W Dl 傳導功耗的計算和 BRl 相類似：Dl 開關功耗估計在 2W 左右，得到試驗確認。二極管的總功耗為卿（18）給二極管使用的一個合適散熱片的熱阻應該不超過 25C/W4、雙管正激變換器圖 2 ：正激變換器示意圖圖2是雙管正激變換器。在這個應用中，FAN4800的PWM部分運作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。這個拓撲基本上和熟 知的單管正激變換器相同。但它的優點是，兩晶體管中的任何一個漏極電壓只需要等於 PFC 的直流輸出電壓。相比之下，標準正激 變換器需求兩倍大小的漏極電壓，差不多800

12、-900V。此外，對於雙管正激變換器，變壓器構造簡單，便宜，因為它不需要復位繞組。當然有缺點需要考慮：使用的拓撲需要兩個晶體管，其中一個的門極電壓懸浮于高電壓。如果細看，這些問題都不是大問題，因為 功率 MOSFET 的導通阻抗正比於漏極電壓，為 2 至 2.5 倍。這意味著兩個晶體管，只須有一半耐電壓同時只有一半導通阻抗，即 可使用更少的矽面積得到相同的傳導功耗。所以兩種解決方案的成本是相似的。因為使用了門極驅動器FAN7382，第二缺點也沒有了。這個器件包含一個完全獨立的低端和高端門極驅動器。這是很重要的，因為 在雙管正激變換器中，所有的晶體管同時關閉和導通。當導通時，能量轉移到次級；當關

13、閉時，變壓器經復位二極管 D217 和 D218 被去磁化。FAIHCHILOEi：MlCDNCMJC7Dn,f适用T ffl?僧琛爼的正漱登接社直色方袪吕轴人柱故8 朋用纯出増势1. DflnIcfttiom of the SH P5匚.u.沖x. - YJinamirt!26+ V.rma肚左经皆si 7 H珀.2 V.ms氏肋军AU5& HzVoIMKL一二怦的治i事厶15 AaoaWnvflAwJV0 A0W0 V0 A0W旨大特曲轴率（戸对=花轉启W烂辻效罟鈕w %A#A（PI=竺|直刖定亶議卒节电寻和直It电蛋贰离卫酹叫崔竄适坏书龟压蛾渡=A vSfl7 V最大貢激專节电圧=jo

14、a v|X9e*AttDmax)fki0.矍汰桶辻MQSFFT唱議u V圖 3 ： AN-4134 電子數據表引用對於雙管和單管正激來說，主要設計等式完全相同，所以飛兆半導體應用說明 AN-4137 及其相關的電子數據表，如圖 3 所示 2， 可用於考慮一些變化後的計算。由於變換器直流電壓由一個 PFC 預調節器產生，填入電子數據表的線路電壓須選擇適當，以獲得正 確的直流電壓。在這個應用中，284VRMS用於兩個最低和最高線電壓。線頻率並不影響計算。接下來，考量直流母線電容大小（例如1000UF），因為使用到PFC,實際直流母線電容器兩端的紋波電壓相當小。 最高占空比也須嚴格小於 0.5，允許

15、變壓器去磁化。為了留下一些餘量，最大占空比選擇為 0.45。由於已經有了單個晶體管正激的表單，np/nr比（Excel:Np/Nr）和最大額定MOSFET電壓可以忽略。輸出濾波電感 L5 的電流紋波因素 Krf 的選擇，通常是一個反復的過程。一方面，想使這個因素盡可能小，以減少初級和次級電流 的 RMS 和峰值。另一方面， L5 不得過大。因此，開始假設一個紋波因素，然後檢查 L5 的配置結果是否可以接受。在這次設計中KRF值為0.21, L5的計算電感為40MH計算的繞組將完全填補一EER2828磁環。根據選擇的（RF,通過Q205和Q206的電流 的 RSM 和峰值如下：比疝利弋岛（如前所述，最高漏極電壓稍微大於400V足夠了，能有效使用額定電壓為5