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1、数据转换器交叉参考搜索 应用手册培训工具和软件 方框图模拟eLAB ?耦合电感SEPIC转换器的优势 John Betten , TI应用工程师单端初级电感转换器(SEPIC)能够通过一个大于或者小于调节输出电压的输入 电压工作。除能够起到一个降压及升压转换器的作用以外，SEPIC还具有最少的 有源组件、一个简易控制器和钳位开关波形，从而提供低噪声运行。看是否使用 两个磁绕组，是我们识别 SEPIC的一般方法。这些绕组可绕于共用铁芯上，其 与耦合双绕组电感的情况一样，或者它们也可以是两个非耦合电感的单独绕组。设计人员通常不确定哪一种方法最正确，以及两种方法之间是否存在实际差异。本 文对每种方法
2、进行研究，并讨论每种方法对实际 SEPIC设计产生的影响。电路运行图1显示了耦合电感的根本SEPIC。当FET (Q1)开启时，输入电压施加于初 级绕组。由于绕组比为1 : 1,因此次级绕组也被施加了一个与输入电压相等的 电压；但是，由于绕组的极性，整流器(D1)的阳极被拉负，并被反向偏置。整 流器偏颇关闭，要求输出电容在这种“导通时间期间支持负载，从而强迫 AC 电容(CAC)充电至输入电压。Q1开启时，两个绕组的电流为Q1到接地，而次 级电流流经AC电容。“导通时间期间总FET电流为输入电流和输出次级电 流的和。FET关闭时，绕组的电压反向极性，以维持电流。整流器导电向输出端提供电流 时，
3、次级绕组电压现在被钳位至输出电压。 通过变压器作用，它对初级绕组的输 出电压进行钳位。FET的漏极电压被钳位至输入电压加输出电压。 FET “关闭 时间期间，两个绕组的电流流经 D1至输出端，而初级电流那么流经 AC电容。伏-微秒平衡耦合电感由两个非耦合电感代替时， 电路运行情况类似。要让电路正确运行，必 须在每个磁芯之间维持伏-微秒平衡。也就是说，对于两个非耦合电感而言，在 FET“导通和“关闭时间期间，每个电感电压和时间的积必须大小相等，而 极性相反。通过代数方法说明，非耦合电感的AC电容电压也被充电至输入电压。在FET“关闭时间期间，输出端电感被钳位至输出电压，其与耦合电感的次级 绕组一
4、样。在FET“导通时间期间，AC电容在电感施加一个与输入电压相等 但极性相反的电势。每间隔时间，对电感定义电压进行钳位，这样伏-微秒平衡便决定了占空比(D)的大小。其在连续导通模式(CCM)运行时，可简单表示为：SJlFET导通时，施加丁输入端电感的电压等丁输入电压。FET关闭时，伏-微秒平衡通过钳位其VOUT来维持。记住，FET导通时，输入电压施加丁两个电感；FET 关闭时，输出电压施加丁两个电感。两个非耦合电感SEPIC的电压和电流波形， 与耦合电感版本的情况非常类似，以至丁很难分辨它们。两个还是一个？如果SEPIC类型之间确实存在少许的电路运行差异的话，那么我们应该使用哪 一种呢？我们通
5、常选择使用耦合电感， 是因其更少的组件数目、更佳的集成度以 及相对丁使用两个单电感而言更低的电感要求。然而，高功率现货耦合电感有限 的选择范围，成为摆在广阔电源设计人员面前的一个难题。如果他们选择设计其 自己的电感，那么必须规定所有相关电参数，并且必须面对更长的交货时间问题。耦合电感SEPIC可受益丁漏电感，其可降低 AC电流损耗。耦合电感必须具有 1:1的匝数比，以实施伏-微秒平衡。选择使用两个单独的非耦合电感，一般可 以更广泛地选择许多现货组件。由丁并不要求每个电感的电流和电感完全相等， 因此可以选择使用不同的组件尺寸，从而带来更大的灵活性。方程式1到3说明了耦合电感和非耦合电感的电感计算
6、过程。Cciiipied =Z x 日 * PqLT r.-diCLtxPOUTtinin)方程式计算得到最大输入电压和最小负载时 CCM运行所需的最小电感。50%占 空比运行VIN等丁 VOUT时出现和统一效率条件下，比拟这些方程式可知， 方程式1中耦合电感的计算值是非耦合电感计算值的两倍。由丁转换器肯定会 有损耗，而大多数输入电压源均有很大不同，因此这种简化了的电感泛化一般为 错误的；但它通常足以应付除极端情况以外的所有情况。它一般意味着，转换器会比预期稍快一点进入非连续导通模式 DCM运行，其在大多数情况下仍然可 以接受。如前所述，使用非耦合电感时，正如我们通常假设的那样，无需输出端 电
7、感的值与输入端电感一样；但是为了简单起见肯定会这样做。利用 VOUT/VIN 调节输入端电感，便可确定输出端电感值。使用更小值输出端电感的好处是， 它股尺寸更小而且本钱更低实例设计“表1所示标准为设计比拟的根底。第一个设计使用一个耦合电感，而第二个 那么使用两个非耦合电感。使用一个耦合电感的设计是典型的 64W输出功率车载输入电压范围。方程式 1 说明，耦合电感要求12从H的电感，以及13 A的组合电流额定值基于IIN + IOUD。这种设计特别具有挑战性，因为现货电感选择范围有限。因此，我们指 定并设计了 Renco自定义电感。该电感缠绕在一个别离式线轴上以产生漏电感， 旨在最小化能够引起损
8、耗的循环 AC电流。产生这些损耗的因为，施加在漏电感 的AC电容纹波电压。假设想实施低功耗设计，CoilcraftMSS1278系列和Coiltronics DRQ74/127系列的耦合电感均是较好的现货产品。就非耦合电感设计而言，33- H Coilcraft SER2918用于L1,而22- H Coiltronics HC9贝U用于L2。它们的选择均基于绕组电阻、额定电流和尺寸。选择电感时，设计人员必须注意还要考虑铁芯和 AC绕组损耗。这些损耗可降低 电感的有效DC电流，但并非所有厂商都提供计算所需的全部信息。错误的计算 结果，会大大增加铁芯温度，使其超出典型的40。C温升。它还会降低效
9、率，并且加速过早失效现象的出现。标准8 到 32V16V4A1%91%表1原型SEPIC电气标准输入电压输出电压最大输出电流纹波最小功率最大负载图2使用耦合电感的SEPIC 4A时16Vcia rrtnF|griauFch A 1uf*Bl WDrfiCII Q4WFB图2显示了使用一个耦合电感的原型SEPIC的 示意图。假设想在设计中实施非耦合电感，只需在相同PWB上用两个电感替换耦合电感便可。 图3显示了两种 原型电路。图3b中，L1占用了耦合电感的空间，而 L2那么位丁右上角。正如预计的那样，两个电路以一种近乎完全一样的方式工作， 且开关电压和电流 波形实质相同。但在性能方面存在一些重要
10、的差异。 耦合电感设计的控制环路相 当良性，而非耦合电感设计那么在最初时候出现不稳定。 环路增益测量说明，高Q、 低频谐振是罪魁祸首，其要求添加一个 R/C阻尼滤波器与AC电容并联。极大 简化时，谐振频率似乎约为：12二 (L1+ L2)图3 SEPIC原型(a) With coupled inductor (b| With uncoupled inductorsSEPIC电路具有非常复杂的控制环路特性，同时由丁分析结果的解释一般较为困 难，因此必需使用一些数学工具来进行具体分析。 添加这种R/C阻尼滤波器(220 M F/& )会增加本钱、电路面积和损耗。相比一个单耦合电感，使用两个非耦合
11、电感会使面积增加10%图4显示了两种电路的测量效率。我们可以看到，耦合电感设计的效率增加多达0.5%。这可能是由丁耦合电感设计的总铁芯损耗更低，因为其 DC接线损耗 实际高丁使用非耦合电感的设计。L2使用一种粉状铁芯材料，其往往具有比 L1 和自定义Renco耦合电感所用铁氧体材料更高的损耗。尽管使用了 L2的铁氧 体材料，但其会导致更大的面积。结论利用一个耦合电感或者两个非耦合电感，均能成功实施SEPIG更高的效率、更小的电路面积以及更良性的控制环路特性， 这些都是使用正确缠绕的自定义耦合 电感时原型硬件所带来的好处。自定义组件没有现货器件那么理想，而许多耦合 电感随处可以购置到，且尺寸更小。如果产品上市场时间至关重要，那么非耦合电 感可为设计人员带来更大的灵活性。图4耦合和非耦合电感均获得了较好的效率94Uncoupled87i!i0.0 0.51.0 15 2.0 25 3.0 3.5 4.0 4.5Output Current (A)
