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1、高效率开关电源设计实例以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸取电路的设计要紧依靠体会来完成的，因此不在那个地点介绍。 采纳新技术时必须小心，因为专门多是有专利的，可能需要直截了当付专利费给专利持有人，或在购买每一片操纵IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意那个问题。10W同步整流Buck变换器应用此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器(板载的10W降压Buck变换器)。在设计同步整流开关电源时，必须认真选择操纵IC。为了效率最高和体积最小，一样同步操纵器在系统性能上各有千秋，使得操纵器只是在供应商提到的应用场合中性能
2、较好。专门多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，34设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发觉现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。设计指标输入电压范畴： DC+10+14V输出电压： DC+5.0V额定输出电流： 2.0A过电流限制： 3.0A输出纹波电压： +30mV(峰峰值)输出调整： 1最大工作温度： +40“黑箱”预估值输出功率： +5.0V*2A=10.0W(最大)输入功率： Pout/估量效率=10.0W0.90=11.1W功率开关损耗 (
3、11.1W-10W) * 05=0.5W续流二极管损耗： (1l.lW-10W)*0.5=0.5W输入平均电流低输入电压时 11.1W10V=1.1lA高输入电压时： 11.1W14V=08A估量峰值电流： 14Iout(rated)=1420A=28A设计工作频率为300kHz。电感设计(参见正激式滤波扼流圈的设计)最恶劣的工作情形是在高输入电压时。式中 Vin(max)可能的最大输入电压。Vout输出电压。Iout(min)最小负载时的电流。fsw 工作频率。电感是个环形表面封装元件，市场上有多种标准表面封装的电感，那个地点选择的是Coileraft公司的D03340P-333(33H)。
4、功率开关和同步整流器MOSFET的选择功率开关：功率开关要用一个变压器耦合的N沟道功率MOSFET。那个地点打算使用一个S0-8封装的双N沟道MOSFET，以节约PCB空间。最大输入电压是DCl4V。因此，能够选用VDSS不低于DC+30V、峰值电流是28A的MOSFET。选择过程的第一步是确定所用MOSFET的最大RDS（on），通过热模型能够确定那个值，最大的RDS(on)可由下式得到：同时期望器件的耗散功率小于1W，因此估量的RDS(on)应小于因此选FDS6912A双N沟道MOSFET，它是S0-8封装，10V栅极电压时的导通电阻为28m。同步二极管：要用一个大约是同步MOSFET连续
5、额定容量的30的肖特基二极管与MOSFET内部二极管并联，30V时约为066A。那个地点使用MBRSl30，该二极管在流过066A时有035V的正向压降。可替换的元件：在写本书时，仙童半导体公司出品了一个集成的肖特基二极管和MOSFET，肖特基二极管直截了当并在MOSFET的硅片上(syncFET)。SyncFET有一个40mN沟道MOSFET，与一个28mSyncFET一起封装，型号为FDS6982S。输出电容(参见输出级的设计)输出电容值由下列公式确定：输入和输出滤波电容要紧考虑的是流入电容的纹波电流。在那个实例中，纹波电流和电感交流电流是相同的，电感电流最大值限定在28A，纹波电流峰峰值
6、为18A，有效值大约为O6A(约为峰峰值的13)。 采纳表面安装钽电容，因为它的ESR只有电解电容的1020。在环境温度+85。C=时，电容将降额30使用。最佳的电容是来自AVX公司的，它的ESR专门低，因此能够适应专门高的纹波电流，但这是专门专门的电容。在输出端可将下列两种电容并在一起。AVX：TPSEl07M01R0150 1OOF(20)，10V，150m，O894A(有效值)TPSE107M01R0125 100F(20)，10V，125m，0980A(有效值)Nichicon：F750A107MD 100F(20)，10V，120m，092A(有效值)输入滤波电容(见功率因数校正)那
7、个电容要流过与功率开关相同的电流，电流波形是梯形的，从最初的lA专门快上升到2.8A。它的工作条件比输出滤波电容恶劣得多。可把梯形电流看成两个波形的叠加来估量有效值：峰值1A的矩形波和峰值18A的三角波，产生大约11A的有效值。电容值由下式运算：电压越高，电容值越低。电容由两个1OOF电容并联而成，它们是：AVX(每个系统需两个)：TPSl07M020R0085 1OOF(20)，20V，85m，1534A(有效值)TPSl07M020R0200 100F(20)，10V，200m，10A(有效值)选择操纵IC芯片(U1)期望的buck操纵IC芯片的特性是：1直截了当从输入电压即可启动的能力。
8、2逐周电流限制。3图腾柱MOSFET驱动器。4功率开关和同步整流器MOSFET之间延时的操纵。市场上绝大部分同步buck操纵器差不多上用于+5+18V微处理器调整电源的(如，+12V的Vdd和+5V的Vin)。也有专门多IC芯片能够提供足够的功能，使用者能够依照顾用来选择这些功能。在选择时，初选了两家加利福尼亚公司的产品，发觉只有一种IC适合这种要求，确实是UnitrodeTI的UC3580-3。电压误差放大器的内部基准是25(125)V。设定工作频率(R7、R8和C8) R8 给定时电容C8充电，而R7给定时电容放电。第一，要确定变换器最大占空比。因为输出电压大约是最低输入电压的50，因此选
9、择最大占空比为60。从数据手册得充电时刻最大值是06300kHz或2s。参数表上定时电容值lOOpF略偏小可不能耗散太多能量。那个地点采纳那个值，因此R8的值是伏-秒限制器(R4和C5)那个IC芯片有前馈最大脉宽限制功能。当输入电压增加时，Buck变换器工作脉宽会减少。RC振荡器直截了当与输入电压相接，同时它的定时值与输入电压成反比。它的定时时刻设成比工作脉宽长30。假如伏秒振荡器定时时刻到了，而调整单元仍旧导通，则调整单元会被关断。C5也取lOOpF，因为它的定时和振荡器一样，因此R4大约是47k。设定调整单元和同步整流器MOSFET之间的死区时刻依照MOSFET功率开关节能够进行开通和关断
10、延时的运算，但仍需要在最初调试时调整R6(死区设定电阻)的值。开始设成lOOns比较好，典型的MOSFET开通延时是60ns，100ns能够保证可不能有短路电流。IC所产生的死区延时是不对称的。从数据手册的图表上看，100k电阻产生开通延时大约为1lOns，关断延时为180ns。在最初调试时期就要设法减少这些延时。延时使得二极管导通的时刻太长，损耗就高，但依旧工作在安全区。栅极驱动变压器的设计(T1)栅极驱动变压器是一个简单的1：1正激式变压器。对变压器没有专门的要求，因为它是小功率、交流耦合(双向磁通)的300kHz变压器。用0.4in(10mm)的铁氧体磁环就足够了，如TDK公司的K5TI
11、O255(Bsat是3300G)，或Philips公司的266T125-3D3(Bsat是3800G)。从磁性元件的设计可知，产生1000G(01T)或03Bsat的匝数是栅极驱动变压器用两根相同导线(约#30AWG)并绕。为了方便，变压器绕在一个四引脚“鸥翅型”(gull wing)表面安装骨架上。电流检测电阻(R15)和电压检测电阻分压器(R11和R13)芯片只提供了一个最小O4V阈值的关断引脚。那个地点打算采纳一个备用的过电流爱护模式。为了尽可能减小电流检测电阻的尺寸，将采纳电流反馈检测电路的一种变型。此处，035V是电压检测电阻分压器(R14)上的压降。那么R15为R15 =0.05V
12、/3A=16.6m(取20m) 戴尔(Dale)电阻是WSL-2018-02-05。设定流过电压检测电阻分压器的电流约为10mA。如此R13和R14的总电阻是Rsum =2.5V/1.0mA=2.5kR14 为R14 =0。35V/1.0mA =350(取360)则R13 为 R13 =2.5k-360=2.14k(取2.15k,1%精度)则R11 为R11 =（5.0V-2.5V）/1mA =2.5k(取2.49k,1%精度)电压反馈环补偿（见反馈补偿器）这是一个电压型正激式变换器。为了得到最好的瞬态响应，将采纳双极点、双零点补偿法。确定操纵到输出特性:输出滤波器极点由滤波电感和电容决定，且
13、以-40dBdec穿越OdB线。它的自然转折频率是输出滤波电容引起的零点（ESR是两个150m并联）是功率电路直流绝对增益是 运算误差放大器补偿极点和零点选择15kHz穿越频率能满足大部分的应用场合，这使得瞬态响应时刻约为200s。fxo=15kHz第一，假定最终闭合回路补偿网络以-20dBdec下降，为获得15kHz穿越频率，放大器必须提高输入信号增益，即提高博德图中的增益曲线。Gxo=20lg(fxo/ffp)-GDC=20lg(15kHz/1959Hz)-13.6dBGxo=G2=+4.1 dB Axo=A2=1.6 dB（绝对增益） 这是中频段(G2)所需的增益，以获得期望的穿越频率。补偿零点处的增益是：=-16.5dBA1 =0.15（绝对增益）为补偿两个滤波器极点，在滤波器极点频率的一半处放置两个零点： 第一个补偿极点置于电容的ESR频率处(4020Hz)： 第二个补偿极点用于抑制高频增益，以坚持高频稳固性： 现在能够开始运算误差放大器内部的元件值，见图19。最终所设计的电路见图20。
