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1、影响开关模式、DC-DC转换器效率的主要因素摘要：本文详细介绍了开关电源(SMPS)中各个元器件损耗的计算和预测技术，并讨论了提高开关调节器效率的相关技术和特点。概述效率是任何开关电源(SMPS)的重要指标，特别是便携式产品，延长电池使用寿命是一项关键的 设计目标。对于空间受限的设计或者是无法投入成本解决功率耗散问题的产品， 高效率也是改善 系统热管理的必要因素。SMPS 设计中，为获得最高转换效率，工程师必须了解转换电路中产生损耗的机制，以寻求降 低损耗的途径。另外，工程师还要熟悉 SMPS IC 的各种特点，以选择最合适的 芯片来达到高效 指标。本文介绍了影响开关电源效率的基本因素，可以以
2、此作为新设计的准则。 我们将从一般性 介绍开始，然后针对特定的开关元件的损耗进行讨论。效率估计能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得 100%的转换效率，但是，一个高质量的 电源效率可以达到非常高的水平，效率接近 95%。绝大多数电源IC的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。Maxim 的数据资料给出了实际测试得到的数据， 其他厂商也会给出实际测量的结果， 但我们只能对我们 自己的数据担保。图1给出了一个SMPS降压转换器的电路实例，转换效率可以达到97%，即 使在轻载时也能保持较高效率。采用什么秘诀才能达到如此高的效率？我们最好从了解 SMPS 损耗的公共
3、问题开始，开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET和二极管)，另外小部分损耗来自电感和电容。但是，如 果使用非常廉价的电感和电容 (具有较高电阻)，将会导致损耗明显增大。选择IC时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。例如，图1采用了多种方 法来降低损耗，其中包括：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的MOSFET，低静态电流和跳 脉冲控制模式。我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。ca丄9C0 o K8 7 亠 -eAuMUJybziLL1EFFICIENCY vs. LOAD CURRENT WITM 3.3V OUTPUTiMflpf110100 1QQQLOAI CU
4、RRENT (mA)图1. MAX1556降压转换器集成了低导通电阻的MOSFET,采用同步整流，可以达至【95%的转 换效率，效率曲线如图所示。降压型 SMPS损耗是任何SMPS架构都面临的问题，我们在此以图2所示降压型（或buck）转换器为例进行讨 论，图中标明各点的开关波形，用于后续计算。图2通用降压型SMPS电路和相关波形，对于理解SMPS架构提供了一个很好的参考实例。降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入 电压转换成较低的直流输出电压。为了达到这个 要求，MOSFET以固定频率（fS）,在脉宽调制信号（PWM）的控制下进行开、关操作。当MOSFET 导通时，输入电压给电感和电容（
5、L和COUT）充电，通过它们把能量传递给负载。在此期间，电感 电流线性上升，电流回路如图 2 中的回路 1 所示。当 MOSFET 断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。电感电流线性 下降，电流流过二极管，电流回路如图中的环路2所示。MOSFET的导通时间定义为PWM信 号的占空比（D）。D把每个开关周期分成D x tS和（1 - D） x tj两部分，它们分别对应于MOSFET 的导通时间（环路1）和二极管的导通时间（环路2）。所有SMPS拓扑（降压、反相等）都采用这种方 式划分开关周期，实现电压转换。对于降压转换电路，较大的占空比将向负载传输较多的能量， 平均输出电压
6、增加。 相反，占空比 较低时，平均输出电压也会降低。根据这个关系，可以得到以下理想情况下 （不考虑二极管或 MOSFET的压降）降压型SMPS的转换公式：VOUT = D x VINIIN = D x IOUT需要注意的是，任何 SMPS 在一个开关周期内处于某个状态的时间越长，那么它在这个状态所 造成的损耗也越大。对于降压型转换器，D越低（相应的VOut越低），回路2产生的损耗也大。开关器件的损耗MOSFET传导损耗图2 （以及其它绝大多数DC-DC转换器拓扑）中的MOSFET和二极管是造成功耗的主要因素。 相关损耗主要包括两部分：传导损耗和开关损耗。MOSFET和二极管是开关元件，导通时电
7、流流过回路。器件导通时，传导损耗分别由MOSFET 的导通电阻（Rds（on）和二极管的正向导通电压决定。MOSFET的传导损耗（Pcond（mosfet）近似等于导通电阻Rds（on）、占空比（D）和导通时MOSFET 的平均电流（Imosfet（avg）的乘积。PCOND（MOSFET）（使用平均电流）=IMOSFET（AVG）2 x Rds（on） x D上式给出了 SMPS 中 MOSFET 传导损耗的近似值，但它只作为电路损耗的估算值， 因为电流线 性上升时所产生的功耗大于由平均电流计算得到的功耗。对于 “峰值”电流，更准确的计算方法是 对电流峰值和谷值（图3中的lV和Ip）之间的电
8、流波形的平方进行积分得到估算值。RDS(ON)下式给出了更准确的估算损耗的方法，利用lp和lv之间电流波形|2的积分替代简单的|2项。pCOND(MOSFET)= I MOSFET(AVG)2 + (Ip - IY)2/12 x= IMOSFET（AVG）2 + （Ip - IY）2/12 x RDS（ON） x VOuT/VIN式中，Ip和lv分别对应于电流波形的峰值和谷值，如图3所示。MOSFET电流从lv线性上升到 lp,例如：如果 lv 为 0.25A，lp 为 1.75A，Rdsqn）为 01Q，VOUT为 V|N/2 （D = 0.5），基于平均电 流（1A）的计算结果为：pCON
9、D（MOSFET） （使用平均电流） = 12 x 0.1 x 0.5 = 0.050W利用波形积分进行更准确的计算：pCOND（MOSFET） （使用电流波形积分进行计算） = 12 + （1.75- 0.25）2/12 x 0.1 x 0.5 = 0.059W 或近似为 18%，高于按照平均电流计算得到的结果。对于峰均比较小的电流波形，两种计算结果的差别很小，利用平均电流计算即可满足要求。二极管传导损耗MOSFET的传导损耗与RDs(on)成正比，二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压 (VF)。二极管通常比MOSFET损耗更大，二极管损耗与正向电流、VF和导通时间成正比。由于
10、MOSFET断开时二极管导通，二极管的传导损耗(Pcondqode)近似为：p= Ix V x (1 - D)cOND(DIODE) DIODE(ON) F式中，IDIODE(ON)为二极管导通期间的平均电流。图2所示，二极管导通期间的平均电流为IOUT， 因此，对于降压型转换器，Pcond(diode)可以按照下式估算：PcOND(DIODE) = IOUT x VF x (1 - VOUT/VIN)与 MOSFET 功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗 与I成正比，而不是|2。显然， MOSFET 或二极管的导通时间越长，传导损耗也越大。对于降压型转换器
11、，输出电压越 低，二极管产生的功耗也越大，因为它处于导通状态的时间越长。开关动态损耗由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的，很难估算MOSFET和二极管的开关损耗，器件从 完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中会产生功率损耗。图4所示MOSFET的漏源电压(VDS)和漏源电流(IDS)的关系图可以很好地解释MOSFET在过渡 过程中的开关损耗，从上半部分波形可以看出，tSw(oN)和tSw(OFF)期间电压和电流发生瞬变， MOSFET的电容进行充电、放电。图4所示，VDS降到最终导通状态(=ID x RDS(ON)之前，满负荷电流(ID)流过MOSFET。相反，
12、关断时，VDS在MOSFET电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的最终值。开关过程中，电 压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源，从图 4可以清楚地看到这一点。JLV|5DD3比* D1口工尺覘1呻-tswiON：呗M - tSWlOFFj L图4.开关损耗发生在MOSFET通、断期间的过渡过程SWITCHIMC LOSS7X八CONDUCTION LOSS4A tewja-FP： 开关损耗随着 SMPS 频率的升高而增大，这一点很容易理解，随着开关频率提高 (周期缩短)，开 关过渡时间所占比例增大，从而增大开关损耗。开关转换过程中，开关时间是占空比的二十分之 一对于效率的影响要远远小于开关
13、时间为占空比的十分之一的情况。 由于开关损耗和频率有很大 的关系，工作在高频时，开关损耗将成为主要的损耗因素。MOSFET的开关损耗(Psw(mosfet)可以按照图3所示三角波进行估算，公式如下：PSW(MOSFET) = 0.5 X VD X ID X (tSW(ON) + tSW(OFF) X fS其中,VD为MOSFET关断期间的漏源电压，lD是MOSFET导通期间的沟道电流，tSW(ON)和tSW(OFF) 是导通和关断时间。对于降压电路转换，V|N是MOSFET关断时的电压，导通时的电流为IOut。为了验证MOSFET的开关损耗和传导损耗，图5给出了降压转换器中集成高端MOSFET
14、的典型波形：VDS 和 lDS。电路参数为：V|N = 10V、VOUT = 3.3V、Iout = 500mA、RDS(ON) = 0.1Q、fS =1MHz、开关瞬变时间(tON + tOFF)总计为38ns。在图 5可以看出，开关变化不是瞬间完成的，电流和电压波形交叠部分导致功率损耗。 MOSFET 导通”时(图2),流过电感的电流lDS线性上升，与导通边沿相比，断开时的开关损耗更大。利用上述近似计算法， MOSFET 的平均损耗可以由下式计算：PTOTAL(MOSFE = P + PCOND(MOSFET) SW(MOSFET)T)=IMOSFET(AVG)2 + (IP -加12 X
15、 RDS(ON) X VOu/VIN + 05 X VIN X IOUT X (tSW(ON) +t) X fSW(OFF) S= 0.52 + (1 - 0)2/12 X 0.1 X 3.3/10 + 0.5 X 10 X 0.5 X (38 X 10-9) X 1 X 106= 0.011 + 0.095 = 106mW这一结果与图5下方曲线测量得到的117.4mW接近，注意：这种情况下，fS足够高，P 是功耗的主要因素。100na?drvvds i Ids WifdilvMath CCMMin1 17.4I1MWi i j 1 i ：4-：；十S 1 1 !p 1 T T B _ n T =匸 于：1 T 十l(J5 .OllniWplV图5.降压转换器咼端MOSFET的典型开关周期，输入7OV、输出3.3V件俞出电流500mA）。开 关频率为7MHz,开关转换时间是38ns。与 MOSFET 相同，二极管也存在开关损耗。这个损耗很大程度上取决于二极管的 反向恢复时间 （tRR），二极管开关损耗发生在二极管从正向导通到反向截止的转换过程。当
