《UCC28950移相全桥设计指南》由会员分享，可在线阅读，更多相关《UCC28950移相全桥设计指南（9页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、UCC28950 移相全桥设计指南UCC28950 移相全桥设计指南编辑整理：敬重的读者朋友们：这里是编辑中心，本文档内容是由我和我的同事细心编辑整理后公布的，公布之前我们对文中内容进展认真校对，但是难免会有疏漏的地方，但是任然期望UCC28950 移相全桥设计指南的内容能够给您的工作和学习带来便利。同时也真诚的期望收到您的建议和反响，这将是我们进步的源泉，前进的动力。本文可编辑可修改，假设觉得对您有帮助请保藏以便随时查阅，最终祝您生活快活 业绩进步，以下为 UCC28950 移相全桥设计指南的全部内容。UCC28950 移相全桥设计指南UCC28950 移相全桥设计指南一，拓扑构造及工作原理
2、(1) 主电路拓扑本设计承受 ZVZCS PWM 移相全桥变换器，承受增加关心电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS。电路拓扑如图 3.6 所示。图 3。6 全桥ZVZCS 电路拓扑SSCcS当 1、 4导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量供给应负载，同时，输出端钳位电容充电。当关断 1C时，电源对 1C充电, 2C通过变压器初级绕组放电。由于 1S的存在， 1L为零电压关断，此时变压器漏感 k和输出滤波电感Lo串联，共同供给能量，由于CSCcL的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于 kCc，
3、加速了 2的放电，为 2的零电压开通供给条件.当放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关4SS段，开通LS3,由于漏感 k两边电流不能突变，所以 4S为零电流关断, 3为零电流开通。(2) 主电路工作过程分析7半个周期内将全桥变换器的工作状态分为 8 种模式。 模式 1图 1 模式 1 主电路简化图及等效电路图 模式 2图 2 模式 2 简化电路图 模式 3图 3 模式 3 简化电路图 模式 4图 4 模式 4 主电路简化图及等效电路图 模式 5 模式 6 模式 7 模式 8图 8 模式 8 主电路简化电路图图 5 模式 5 主电路简化图及等效电路图图 6 模式 6
4、 主电路简化图及等效电路图图 7 模式 7 主电路简化电路图二,关键问题1：滞后臂较难实现ZVS缘由：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参与谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感供给，假设能 量不够，就会消灭无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到 0V。解决方法:、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。、增大谐振电感.但会造成副边占空比丧失更严峻。、增加关心谐振网络。但会增加本钱与体积。2，副边占空比的丧失缘由： 移相全桥的原边电流存在着一个猛烈的换流过程，此时原边电流缺乏以供给副边的负载电流,因此副边电感就会导通另一个二极管续流,即副边处于近似短路状态；Dlos
5、s 与谐振电感量大小以及负载RL 大小成正比,与输入电压大小成反比。解决方法：、削减原副边的匝比.但会造成次级整流管的耐压增大的后果。、将谐振电感改为可饱和电感。由于在初级换流的过程中，一旦进入电感的饱和状态，那么流过电感的电流马上就会变为饱和电流,而 不是线性的削减，这就意味着削减了换流时间，等效于削减了占空比丧失时间。固然我这么解释看起来有点不好理解，要结合移相全桥的 工作过程来理解，还是可以渐渐去体会的三，定制件设计与功率器件选型1，输出储能电感设计：移相全桥的输出储能电感其实可以看做一个单纯的BUCK 电感，由于其正负半周期各工作一次，所以其工作频率等于2 倍开关频率，其计算公式为:L
6、f = Vo 1Dmin)/4*fs* I 2，主变压器设计：首先计算出移相全桥的次级输出最低电压： Vsec(min=( Vo(max+VLf+VD)/ Dsec(max) 初次级的变压器匝比为:n=Vinmin /Vsecmin选择变压器，使用A 法：pAp =AeAw= Po*104 /4 fsBJKu)接下来计算变压器原边匝数:Np= Vinmin)*D/(4*fs*A B max那么次级绕组匝数为：Ns= Np/n3,谐振电感设计：emaxL I2 /2= V2 C)/2+( V2 C)/2= V2 Cr pin上管in下管inlag即 L = 2* V2 C /I2rinlagp其
7、中 Lr：谐振电感值V ：输入电压inC :滞后桥臂电容外加电容与MOSFET 结电容lagI :滞后桥臂关断时刻原边电流大小p计算还要考虑以下几点因素:、Vin 应取最高输入电压值，保证任意输入电压下，滞后桥臂均能实现ZVS.、考虑在轻载I10-20负载)时刻,需要滞后桥臂照旧需要工作在ZVS 状态。pl、输出电流iLf在某个值比方 2A时刻，输出储能电感电流任然连续或处在临界点.也就是说，输出储能电感的脉动电流等于 2 倍此值即 iLf= 2 *2A=4A那么 Ip=I + i/2/nplLf4，输入电容5，输出电容6，隔直电容四，UCC28950 周边元件配置及选型为这个设计有一个选择的
8、CT 的 100:1 比率(a2在 VINMIN 下计算一般峰值电流(IP1:原边电流峰值:设置电流传感网络 CT, RS， RRE， DA峰值电流到达上限时的电压计算电流检测电阻(RS并且预留 200 mV 斜坡补偿:选择一个标准电阻RS： 对 RS 估量功率损耗:计算 DA 上的最大反向电压(VDA估量达功率损耗(PDA：计算 RS 重置电阻器RRE：电阻器 RRE 用于重置当前变压器CT。电阻器 RLF 和电容器CLF 形成一个低通滤波器对当前信号引脚 15)。对于这个设计我们选择以下值。这个过滤器频率极低(fLFP在 482千赫。这应当工作大多数应用程序但或许适合个体的布局调整和EMI
9、 的设计.UCC28950 VREF 输出(引脚 1)需要高频旁路电容滤除高频噪音.这个引脚需要至少 1F 高频旁路电容(CBP1。请参考图 1 适当的位置。电压放大器参考电压引脚 2,EA +)可以设置与分压器(RA,RB,这个设计实例我们要设置误差放大器参考电压V12。5 v 。选择一个标准电阻RB 值,然后计算电阻RA 值。设置电压放大器参考电压：Vref=5V限制在上升期间启动UCC28950 有软启动功能引脚 5)，应用程序设置软启动时间 15 ms(tSS.选择一个标准电容器的设计.本应用笔记供给了一个固定延迟方法实现零电压从 100负荷降至 50负载。当转换器操作低于 50%加载
10、转换器将在山谷切换操作。为了实现零电压切换开关节点上QBd 的 FETs QA 的开机tABSET延迟，初步制定和QB 需要基于LS 和理论开关节点之间的交互电容。下面的方程用于设置tABSET 最初。将 LS 设置输出电容的两倍分压器由电阻器RC 和RI 选择，设置直流输出电压(电压输出)引脚 3(EA。选择一个标准电阻器RC:计算 R1然后选择一个标准的电阻：补偿反响回路可以通过适中选择反响组件计算负载阻抗负载RLOAD)：10%把握输出传递函数近似GCOf)作为频率的函数：双极 GCO 频率f：补偿电压回路 2 型反响网络。下面的传递函数补偿增益作为频率的函数(GCf)。请参阅图 1 为
11、组件的位置。计算电压回路反响电阻器RF)基于穿插电压fC)循环在第 10 个双极频率(fPP)。选择一个标准电阻RF。计算反响电容器CZ)在穿插点的移相。RF、CZ 和CP)。这些组件被放置尽可能接近U CC28950 引脚 3 和 4。选择一个设计标准电容值。选择一个设计标准电容值。环路增益作为频率的函数,以 dB 的形式。环路增益和相位图形检查循环稳定性理论循环。(图 4)得了在约 3。7 kHz 的阶段大于 90 度。在 2 被 FC 的地方放置一个极点计算槽频率：设置初始tABSET 延迟时间，适当调整打算。留意：2.25 tABSET 方程的因素来源于实证测试数据，可能会有所不同基于
12、个人设计差异。形成的电阻分压器RDA1 RDA2 打算tABSET，tCDSET UCC28950 的延迟范围。选择一个标准RDA1 电阻值。留意：tABSET 之间可以编程 30 ns 1000 ns。电压的 ADLE 输入UCC28950(VADEL)需要设置RDA2 基于以下条件.假设 tABSET 155 ns 设置VADEL = 0.2 V,tABSET 155 ns 和 1000 ns 之间可以编程:假设 tABSET155 ns 设置VADEL = 1。8 V,tABSET 可以编程 29 ns 155 ns:基于 VADEL 选择、计算RDA2:选择最接近标准RDA2 电阻值:
13、重计算VADEL 基于电阻分压器的选择:电阻器 RDELAB 由tABSET 打算选择一个标准电阻的值设计：一旦你已经启动并运行原型建议你微调tABSET 光负荷的峰谷之间的共振LS 和开关节点电容。在这个设计延迟设定在 10%负载.请最初的起点QC 和QD 翻开延误(tCDSET)应当最初设置为一样的延迟，QA 和QB 翻开延迟(引脚 6。以下方程程序QC 和QD 接通延迟tCDSET)，通过适中选择电阻RDELCD引脚 7)。电阻 RDELCD 由tCDSET 打算选择一个标准电阻器的设计：一旦你已经启动并运行原型建议微调tCDSET 光负载。在这个设计CD 节点将山谷开关负荷在 10%左右.请参考如图 6 所示.在轻负载
