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1、CRM方式PFC的设计程序（L6561/62）L6561控制IC系专为小功率AC/DC设计的PFC控制器，它采用临界导通型的控制方法, 适合于150W以下的应用，以SO-8封装。主要特点如下： 具有窗口阈值的欠压锁定功能。 起动电流极低，典型值50“ A，起动功耗也很低。 内部精密基准。 外部禁止功能端子。 两个电平的过压保护。为TM方式工作的零电流检测电路。 外动态适应宽范围应用的乘法器。 片上 RC 滤波器放于 CS 端。 大电流输出驱动能力。L6561是一款适合小功率使用的SMPS前级PFC控制器。 主要包括如下部分。1. 内部供电电路。2. 误差放大器及过压检测电路。3. 动态特性及
2、OVP。4. 零电流检测及触发电路。5. 禁止功能部分。6. 乘法器及乘法器的各功能特色。7. 驱动输出。下面叙述其工作原理。见图 1 和图2。图1 PFC采用BOOST的原理TM PFC 工作模式。临界导通式PFC的工作系控制一个升压变换器方式，细节描述如下：AC主线电压经过 一个二极管整流桥，整流后加到Boost变换器，将此脉动电压调整成一个高输出的稳定电压 VOUT。升压变换器由升压电感L功率开关Q升压二极管D及输出电容CO组成，电路见图。目标是将输入电流整形，将输入的正弦电压变成直流高压。为作到这一点，L6561采用 的系称作跃迁型技朮，误差放大器比较升压变换器的输出电压和内部基准电压
3、，产生一个正 比于其差值的误差信号。如果误差放大器的带宽足够窄，（低于20Hz）误差信号就是一个超 过给定的半周期的DC值。此误差信号送进乘法器，与分压整流后的主路电压相乘，结果是 一个整流正弦，其峰值幅度取决于主电路的峰值电压和误差信号的值。乘法器的输出馈送入 电流比较器的同相端，给出一个以正弦为参照的PWM,实际上，在电流检测端的电压等于电 流比较器的同相端电压值时，外部功率MOSFET开关即终止工作。接下来，峰值电感电流将 是正弦整流电压的包络，在每个线路半周期可以产生恒定导通时间的工作方式。在MOSFET关断后，升压电感放出它的能量经二极管到负载，直到其电流减到0。升压 电感现在是给出
4、能量，漏极结点浮动，电感与整个漏极的电容谐振，漏电压重新降下到瞬时 线路电压，且ZCD上的信号驱动MOSFET再次导通，开始下一个转换周期。功率MOSFET 的电压降到最低时再次导通，开关损耗及漏极电容上的能量都消耗在此MOSFET上。结果电感电流及MOSFET的开关示于图2。它还显示出其几何关系，平均输入电流刚好 是峰值电感电流的一半。系统工作在连续和断续电流型的边缘，这就是为什么称之为临界导通式 PFC。 基于简化外部元件的需要，系统将电感尺寸最小化，它只要较小的电感值，另一方面， 大的电感电流纹波要防止大的RMS电流及整流总线的高的噪声，这要求更好的EMI滤波， 因而限制了 TM方式的P
5、FC仅能用于小功率。设计规则以下描述TM方式PFC的设计规则。先给出设计规范，它包括下面的数据。 主输入电压范围(Vin rms). 直流输出电压的调整值vout。 输出功率。 最低开关频率f sw。 最大输出电压纹波 V。 最大过电压允许值 VOVP。还给出如下参考值。 期望的效率。 输入功率Pi。 最大输入的均方根电流，I rms。 输出电流Io(Po/Vo)。功率部分设计。 输入整流桥。输入二极管整流桥可以采用标准的慢恢复，低成本的器件。电流大小按照计算的输入电 流I rms，最大峰值电压以及热阻决定。 输入电容。输入咼频滤波电容Cin必须能衰减开关噪声，因为咼频电感电流纹波的存在。在最
6、坏情 况将出现在最低输入电压处。最大的高频电压纹波通常在最低输入电压时为1%10%之间。可以用系数r来表示(典 型r = 0.010.1)，这样Cin为：厂I rmsMn 2兀-/sw 4 r Vjnms (min)较高的Cin值可减轻EMI滤波的负担，但会导致功率因数及主电流谐波容量变坏，特别在高线电压轻载负荷时。另一方面，较低的 Cin 值可改善功率因数，减小主电流畸变，但需 要较重量级的 EMI 滤波，并增加输入整流桥的功耗，对设计师要找到合适的折衷方案。 输出电容输出的Bulk电容CO的选择取决于直流输出电压，能容纳过压满足输出功率和所要求的 电压纹波。100120Hz的电压纹波是电容
7、阻抗及峰值电容电流（IC pk = I。）的函数：AV0 = Io ” N + ESR2（2k 1 2f Co）电容的等效串联电阻为主要作用因素，因此： f aVq f Vc. - AVO通常选为输出电压的1%5%。虽然ESR通常不会影响输出纹波，但它必须计入功率损耗，整个ESR的电容纹波电流 包括主频及开关频率的在内，为：2如果应用必须保证所规定的保持时间，选择电容的判据将改变。co必须给出输出功率足 够的时间t hold在此时间内电压降落不能超出规范。Co =2 Pc tj-oldop_min此处VO_min是最低输出电压值，Vop_min是电源关断之前从PFC供应系统顺流检测的 最小输出
8、工作电压。 升压电感。设计、升压电感涉及几个参数以及所用的不同的逼近法。首先，电感值必须定义。电感L用于决定在最低开关频率时要大于内部起动装置的最高 频率，以确保正确的TM方式工作。假设单位PF值能达到，贝U：T- 1|_討 siru出 _ L Il叶LlLpk Siri勵-晅、vrms siniO）_-;T. Virms - V。一迈.侨讥 sin（9）Ton及Toff分别是功率MOSFET的导通及关断时间，ILPK为线路周期内最大峰值电感电 流，为线路瞬时相位（为0或n ）。注意，在线路周期内导通时间是恒定的。如先前所说，Ilpk两倍于线路频率的峰值电流与输入功率及线路电压相关。lLpk
9、= 2 眨v irnis在Ton及Toff的表达式中表示出这种关系。在经过数学处理后，它可以在相关开关频率 中找到，沿线路周期：S irms （Vo-寸Vims sin）开关频率在正弦顶部（=n /2，sin = 1）最低，在线路电压过零时（=0或n，sin = 0）最高，此时Toff = 0。绝对最小频率f sw可能出现在最高或最低主线路电压时。这时，电感值按下面方法决定。L irrm * 1甘0 飞2、命17!1； 2 /3w imin） Pp Vq此处，V irms可以是V irms（min）或V irms（max）,此时给出电感最小值。 对f sw建议的最小值是20KHz，不要妨碍内部
10、起动器（见ZCD触发电路）。一旦决定了L值，电感的实际设计即可开始，定下磁性元件材料及几何尺寸，而且由于 是高压需要隔离的，工作频率范围为标准的高频铁氧体（加气隙）为好。通常选择用在CRM 的 PFC 电路中。选择适合的外形作为技朮考虑。下一步是评估磁芯大小，为得到合适的最小磁芯的几何尺寸可按下式估算：Volume 4K L -陥冷此处，体积用cm3表示，L为mH,专用能量常数K取决于气隙长度和磁芯有效磁路长 度 le 的比值。K = 14 - Igap比值le/lgap对设计师在一个设计中是固定的。线圈也必须规范，匝数及导线交互部分必须合乎设计规定。升压电感内部的最大瞬时能量（1/2L*IL
11、pk2）可以以储存在磁场中的能量表示。它由磁芯 有效体积 Ve 乘以最大场强磁密给出如下：L - lLpk=|-AH -AB -Vs-AH-AB-Aedej此处，Ae是磁芯有效截面积， H是磁场强度的涌动值， B是磁通密度的涌动值。 为防止磁芯因过高磁密而饱合，并允许足够的AH,必须加入空气隙。决定气隙的长度，lgap为le的几个百分点。磁通密度达到足够高（通常U r = 2500），假 设全部磁场都集中在空气隙处。即 H = Hgap，这是可行的。例如，用1%的lgap/le。此为 最小的推荐值，高于4%会导致错误。这样电感量会太小。结果，在气隙区域中，忽略空气隙附近的边缘效应的磁通，其中平
12、衡能量为：L l|_pk = iHgap - AB - Ag j lgap磁密B通过磁芯与通过气隙是相同的，在气隙处与磁场强度的关系用下式表示：AB = Iq - AHgap考虑到安培定律。（仅考虑在气隙处）。 Hgap = N - Lpk从能量守恒定律。下面公式成立：此处， N 为线圈匝数。随着匝数 N 定义出来，要检查一下磁芯的饱合状况。如果检查结果过于接近限定值，则 要增加气隙长度lgap，且要重新计算一遍，导线建议选择为最高频率下的允许的铜损耗值。由于高频纹波影响导线电阻RCu，因此要增加趋肤效应的考虑，对于Litz导线或多股并 联导线是好的解决方案。最后，绕组占的空间要评估出来。如果
13、不能填满窗口面积，要考虑小一些的磁芯，重新 计算，反之亦然。这里还必须加一个辅助线圈用于ZCD端的检测，当通过电感的电流到零时，它无论如何 是一个低成本的线圈，匝数不多（见 PIN5 说明）。功率 MOSFET 选择选择功率MOSFET，主要根据Rds（on），这取决于输出功率。因为击穿电压是固定的，它 已经由输出电压及过压允许的安全区域定下来了。MOSFET的功耗由开关损耗和导通损耗决 定。导通损耗为：Pqn = lQrn3 RcsOn見=2 莎lms 7丄_出.畑6 Sn; Vc开关损耗仅由关断时的电压电流决定。PcROSS = Vo 1 Irms J tfal L few：此处，tfal
14、l为关断时的交越时间，开启损耗由于MOSFET漏极电容放电引起，通常 Pcap = 3.3 - C0S5 j Vdrain + 十 Cd Vdra. nV 扎jv此处，Coss为MOSFET内部漏极电容，Cd是整个外部漏极寄生电容，VDS为漏极在 MOSFET开启时的电压，实际上，整个开关损耗只能通过估算。因为fsw和VDS都随线路的 半周期在变化，VDS不仅受正弦输入电压的影响，而且也因升压电感与漏极电容的谐振变化, 这样使得低线时VDS可能到0为零电压开关。特别在瞬时输入线路电压低于1/2VO时。升压二极管升压二极管自由运转应需要快恢复状态， DC 及 RMS 电流要低于计算值为：Id吩=
15、2、晅 I咏飞出.仏 Vq导通损耗估算如下：PdC-N = Vto dDo + Rd j Icrms此处，VtO及Rd为二极管寄生参数，其要求的击穿电压与MOSFET相同。L6561 的外围电路设计 参阅图 5。PIN 1（INV）误差放大器（E/A）的反相输入，OVP电路的输入端。用一个电阻分压器接 于Boost调节器输出电压处。误差放大器内部基准为+2.5VOVP电流水平为40m AR11+R12 及 R13 按下式选择。R11 + R12 VoR13= 2.5VR11 +R12 =A V CVP40 nAPIN2 （COMP） 误差放大器输出端，同时为乘法器的两输入端之一。反馈补偿网络接于此 端和（INV）之间，减小带宽防止系统控制输出电压纹波（100120Hz），最简单的方法是接 一电容提供低频极点于高的直流增益处。一个简单的判据确定电容值，在100Hz处提供60db 的衰减。PIN 3(MULT),此端为乘法器的第二个输入端，它通
