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1、优质文档正弦波逆变器逆变主电路介绍主电路及其仿真波形图1主电路的仿真原理图图1.1是输出电压的波形和输出电感电流的波形。上局部为输出电压波形，下面为电感电流波形。图1.1输出电压和输出电感电流的波形图1.2为通过三角载波和正弦基波比拟输出的驱动信号，从上到下分别为S1、S3、S2、S4的驱动信号，从图中可以看出和理论分析的HPWM调制方式的开关管的工作波形向一样。图1.2 开关管波形从图1.3的放大的图形可以看出，四个开关管工作在正半周期，S1和S3工作在互补的调制状态，S4工作在常导通状态，S2截止；在负半周期，S2和S4工作在互补的调制状态，S3工作在常导通状态，S1截止。图1.3放大的开
2、关管波形图1.4为主电路工作模态的仿真波形，图中从上到下分别为C3的电压波形、C1的电压波形、S3开关管的驱动波形，S1的驱动波形。从图中可以看出在S1关断的瞬间，协助电容的电压起先上升，完成充电过程，同时S3上的协助电容完成放电过程，S3开通。图1.4工作模态仿真波形图1.5为开关管的驱动电压波形和电感电流波形图，图中从上到下分别为电感电流波形、S3驱动波形、S1驱动波形。从图中可以看出当S1关断瞬间到S3开通的瞬间，电感电流为一恒值，S3开通后，电感电流不断下降到S3关断时的最小值，然后到S1开通之前仍旧为一恒值，直到S1开通，重复以上过程。依据以上结论可以看出仿真分析状态和前面的理论分析
3、完全符合。图1.5开关管的驱动电压波形和电感电流波形2 滤波环节参数设计和仿真分析2.1 输出滤波电感和电容的选取 对逆变电源而言，由于逆变电路输出电压波形谐波含量较高，为获得良好的正弦波形，必需设计良好的LC滤波器来消退开关频率旁边的高次谐波。滤波电容Cf是滤除高次谐波，保证输出电压的THD满意要求。Cf越大，那么THD小，但是Cf不断的增大，意味着无功电流也随之增加，从而增加了逆变电源的电容容量，同时会导致逆变电源系统体积重量增加，同时电容太大，充放电时间也延长，对输出波形也会产生必须的影响。逆变桥输出调制波形中的高次谐波主要降在滤波电感的两端，所以L的大小关系到输出波形的质量。要保证输出
4、的谐波含量较低，滤波电感的感值不能太小。增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波，但是电感量的增加带来体积重量的加大。不仅如此，滤波电感的大小还影响逆变器的动态特性。滤波电感越大，电感电流变更越慢，动态时间越长，波形畸变越紧要。而减小滤波电感，可以改善电路的动态性能，那么使得输出电流的开关纹波加大，势必增大磁滞损耗，波形也会变差。综合以上的分析，在LC滤波器的参数设计时应综合考虑。 本文设计的LC滤波器如图3.12中所示，电感的电抗,随频率的提升而增大。电容的电抗为，随频率的提升而减小。所对应的频率为谐振频率，即。设逆变器输出电压的基波频率为，开关频率为，那么有。由于，故，电感对基波信号的阻抗小
5、，电容对基波分流信号很小，即基波器允许基波信号通过。由于，故，电感对开关频率重量阻抗很大，电容对开关频率重量分流很大，即滤波器不允许开关频率重量通过，更不允许它的高次谐波重量通过。那么该滤波器可以满意滤波要求。 由于采纳了高频开关技术，输出正弦波的谐波重量主要集中在开关电源旁边，因此谐振频率可以选得较高。设，而谐振频率，那么可得L、C的计算公式：，式1-1本文的逆变电源功率为输出电压为235V，开关频率为15KHZ，额定负载为56。一般取额定负载的0.40.8倍，而fc一般取开关频率的0.040.1倍，本设计取，,那么由式1-1可计算出：式1-2式1-32.2输出滤波电感的设计 本文为。滤波电
6、容电流的有效值为： 式2-1110%负载时，负载的电流有效值为式2-2容性负载时电感电流最大，因此电感电流的有效值为：式2-3其中，。考虑到滤波电感电流的脉动量，滤波电感的电流峰值为：式2-4电感选用 型铁氧体材料铁心,其磁路截面积，窗口面积, ，滤波电感的匝数为：式2-5取N=206匝，气隙：。按滤波电感电流有效值。选取导线，取，导线的截面积为，导线选用的铜皮。窗口利用系数，可以胜利绕制。2.3滤波环节仿真分析为了验证滤波环节的参数设计，依据主电路拓扑构造，对电容和电感值进展了仿真分析。图2.1a的参数为：，可以明显看出输出电压的波形优于其他两个输出波形；图2.1b为的输出电压波形，从图中可
7、以看出，由于电感的值变小，输出电压的谐波含量变大；图2.1c为，的输出电压波形，由于电容的过大，反而使输出电压的纹波加大。a标准输出电压波形(b)L=0.446mH,输出电压波形(b)C=10F,输出电压波形图2.1 滤波环节参数仿真分析3: 逆变数字限制系统硬件设计数字信号处理器Digital Signal Processor, DSP是针对数字信号处理的需求而设计的一种可编程的单片机，也称DSP芯片，是现代电子技术、计算机技术和信号处理技术相结合的产物。DSP在20世纪70年头有了飞速的开展，到20世纪80年头，数字信号处理已应用到各个工程技术领域，不管在军用还是在民用系统中都发挥了踊跃的
8、作用。工作中常见的应用有传真机、调制解调器、磁盘驱动器和电机限制等。而数码相机、MP3和手机等都是日常生活中DSP的典型应用。3.1 HPWM调制方式下ZVS的实现 逆变电源越来越趋向高频化设计，传统的硬开关所固有的缺陷变得不行容忍：开关元件开通和关断损耗大;容性开通问题;二极管反向复原问题;感性关断问题;硬开关电路的EMI问题。因此，有必要寻求较好的解决方案尽量削减或消退硬开关带来的各种问题。软开关技术是克制以上缺陷的有效方法。最志向的软开通过程是：电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，开通损耗近零。因功率管开通前电压已下降到零，其结电容上的电压即为零，故解决了容性开通问题，同时也意味着
9、二极管已经截止，其反向复原过程完毕，因此二极管的反向复原问题亦不复存在。最志向的软关断过程为：电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于功率管关断前电流已下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题得以解决。基于此，本文采纳了全桥逆变桥HPWM限制方式实现ZVS软开关技术，其设计思路是在尽量不变更硬开关拓扑构造的前提下即尽量不增加或少增加协助元件的前提下，有效利用现有的电路元件及功率管的寄生参数，为逆变桥主功率管缔造ZVS软开关条件，最大限度的实现ZVS。从而到达削减电路损耗，降低EMI，提高牢靠性的目的。HPWM软开关方式在整个输出电压的一个周期内共有12种开关
10、状态，基于正负半周两个桥臂工作的对称性，以输出电压正半周为例，分析其一个开关周期工作模态。如图2.2为输出电压正半周的一个开关周期内的电路的主要波形，此时S4工作在常通状态，S2处于关断状态，S1和S3处于互补调制状态。由于载波的频率远大于输出电压基波频率，在一个开关周期Ts内近似认为输出电压U0保持不变，电感电流的相邻开关周期的瞬时极值不变。图2.2 ZVS主要工作波形1、模式A，从t0和t1时刻,对应的电路等效工作模式如图2.3。图2.3模式A电路等效工作模式图S1和S4导通，电路为正电压输出模式，滤波电感电流线性增加，直到t1时刻S1关断为止。电感电流： 式3-12、模式B,从t1和t2
11、时刻，对应的电路等效工作模式如图2.4。 图2.4模式B电路等效工作模式图在t1时刻，S1关断，电感电流从S1中转移到C1和C3支路，给C1充电，同时给C3放电。由于C1、C3的存在，S1为零电压关断。在此很短的时间内，可以认为电感电流近似不变，为恒流源，那么C1两端电压线性上升，C3两端电压线性下降。到t2时刻，C3电压下降到零，S3的体二极管D3自然导通，电路模式B完毕。式3-2式3-3式3-43、模式C,从t2和t3时刻, 对应的电路等效工作模式如图3.6。图3.6模式C电路等效工作模式图D3导通后，开通S3，所以S3为零电压开通。电流由D3向S3转移，此时S3工作于同步整流状态，电流根
12、本上由S3流过，电路处于零态续流状态，电感电流线性减小，直到t3时刻，减小到零。此期间要保证S3实现ZVS，那么S1关断和S3开通之间须要死区时间，并且满意以下要求：式3-5式3-64、模式D,从t3和t4时刻, 对应的电路等效工作模式如图3.7。图3.7模式D电路等效工作模式图在此模式加在滤波电感Lf上的电压为-U0，那么电感电流起先由零向负向增加，电路处于零态储能状态，S3中的电流也相应由零正向增加，到t4时刻S3关断，完毕D模式。电感电流 ：式3-75、模式E,从t4和t5时刻, 对应的电路等效工作模式如图3.8。图3.8模式E电路等效工作模式图此模式状态和模式A近似，S3关断，C3充电
13、，C1放电，同上分析同理S3为零电压关断。t5时刻，C1的电压降到零，二极管D1自然导通，进入下一电路模式相关电流电压值为：式3-8式3-9式3-106、模式F,从t5和t6时刻, 对应的电路等效工作模式如图3.9。图3.9模式F电路等效工作模式图在D1导通后，开通S1，那么S1为零电压开通。电流由D1向S1转移，S1工作于同步整流状态，电路处于正电压输出状态回馈模式，电感电流负向减小，直到减小到零，之后输入电压正向输出给电感储能，回到初始模式A，起先下一开关周期。此期间电感电流：式3-11同理要保证S1零电压开通，那么S3关断和S1开通之间须要死区时间，同时满意：，须要留意的是一般有，因此得
14、出 。HPWM调制方式下ZVS实现的条件及范围：由以上的工作模式分析可知，由于电容C1和C3的存在，S1和S3开关管简单实现ZVS关断；要实现功率管的零电压开通，必需保证有足够的能量在其开通之前抽去等效并联电容上所储存的电荷，即要满意以下条件：式3-12在上面的分析中，下管总是简单实现ZVS开通，因为其开通时刻总是在电感电流的瞬时最大值的时刻，即使轻载时电感储存的能量也可以保证其实现零电压开通；对于上管来说，那么必需在零态续流模式中电感电流瞬时值由正变负，到达必须负向值，才能保证在下管关断时该电流可以使上管等效并联的电容放电，从而实现其零电压开通。此种状况实际为输出半个周期中电感电流和输出电压
15、同向，即U0 0,iL0的状况；当二者反向即iL 0时，那么上下管的状况正好互换，上管简单实现ZVS开通，而下管实现ZVS的条件那么同样在零态续流模式中要保证电感电流瞬时值反向。对输出电压负半周，上下管实现ZVS的状况和正半周一样。在一个开关周日Ts内，设d为上管导通的占空比包括二极管续流时间，iLA为电感电流的瞬时平均值，那么有，当考虑到输出电压半个周期内的电路可以等效为一BUCK变换器，那么由式(3-11)可以得出：式3-13在上式中fs为开关频率，从而得到：式3-14实现零电压开关的必要条件是电感电流过零，对于BUCK变换器来说应工作在电流断续模式，那么滤波电感的最大值需满意以下条件：式3-15滤波电感的取值干脆影响ZVS实现的范围，也影响到电路的效率。电感值大，电感电流瞬时值变更范围小，ZVS实现的范围也减小，也就是说在较大负载状况下，在半波电感电流峰值旁边上管难以实现ZVS开通，从而仍旧有较大的开通损耗；电感取值减小，其电流瞬时值脉动变大，那么
