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1、采用UC3842单端反激式开关电源设计UC3842是由Unitrode公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是 按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而 调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的 电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。电路设计和原理1. 1 UC3842 工作原理uc3842中文资料下载UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片，其
2、内部组成框图如图所示。其中脚1外接阻 容元件，用来补偿误差放大器的频率特性。脚2是反馈电压输入端，将取样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入 端的基准电压进行比较，产生误差电压。脚3是电流检测输入端，与电阻配合，构成过流保护电路。脚4外接锯齿波振荡器外 部定时电阻与定时电容，决定振荡频率，基准电压VREF为0.5V。输出电压将决定变压器的变压比。由图1可见，它主要包括 高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路UC3842主要用于高频中小容量开关电源，用它构 成的传统离线式反激变换器电路在驱动隔离输出的单端开关时，通常将误差比较器的反向输入端通过反馈绕组经电阻分
3、压得到 的信号与内部2. 5V基准进行比较，误差比较器的输出端与反向输入端接成PI补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压 进行比较，从而控制PWM序列的占空比，达到电路稳定的目的。*过洲杵洲比段肆,成明器5.0V.厄畔PWM硕存津 36V 歪GNDfn门电路 输出d :I 迁施I遍图1UC3842内部组威枢图1. 2系统原理本文以UC3842为核心控制部件，设计一款AC 220V输入，DC 24V输出的单端反激式开关稳压电源。开关电源控制 电路是一个电压、电流双闭环控制系统。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定幅度 大，具有良好的频率响应特性。主要的功能模
4、块包括：启动电路、过流过压欠压保护电路、反馈电路、整流电路。以下对各个模块的原理和功能进行分析。电路原理图如图2所示。rlb，21+2A/250VTL43此8pcmlOinHD不FRtO5凡 FRIO5U,Ccunp VWV。 Vcc17C5 OUTRtJCt GNDUC3842 2电路原理图rT1. 2. 1启动电路如图2所示交流电由C16、L1、C15以及C14、C13进行低通滤波，其中C16、C15组成抗串模干扰电路，用于抑制 正态噪声；C14、C13、L1组成抗共模干扰电路，用于抑制共态噪声干扰。它们的组合应用对电磁干扰由很强的衰减旁路作用。 滤波后的交流电压经D1D4桥式整流以及电解
5、电容C1、C2滤波后变成31OV的脉动直流电压，此电压经R1降压后给C8充电， 当C8的电压达到UC3842的启动电压门槛值时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由脚6输出推动开关管工作。随着UC3842 的启动，R1的工作也就基本结束，余下的任务交给反馈绕组，由反馈绕组产生电压给UC3842供电。由于输入电压超过了 UC3842 的工作，为了避免意外，用D10稳压管限定UC3842的输入电压，否则将出现UC3842被损坏的情况。1. 2. 2短路过流、过压、欠压保护电路由于输入电压的不稳定，或者一些其他的外在因素，有时会导致电路出现短路、过压、欠压等不利于电路工作的现 象发生，因此，电路必
6、须具有一定的保护功能。如图2所示，如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管的漏极电流 将大幅度上升，R9两端的电压上升，UC3842的脚3上的电压也上升。当该脚的电压超过正常值0.3V达到1V（即电流超过1.5A） 时，UC3842的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。这时，UC3842的脚6无输出，MOS管S1截止，从而保护 了电路。如果供电电压发生过压（在265V以上），UC3842无法调节占空比，变压器的初级绕组电压大大提高，UC3842的脚7供 电电压也急剧上升，其脚2的电压也上升，关闭输出。如果电网的电压低于85V，UC3842的脚1电压也下降，当下降1V（正
7、常值 是3. 4V）以下时，PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。如果人为意外地将输出端短路，这时输出电流将成 倍增大，使得自动恢复开关RF内部的热量激增，它立即断开电路，起到过压保护作用。一旦故障排除，自动恢复开关RF在5s 之内快速恢复阻抗。因此，此电路具有短路过流、过压、欠压三重保护。1.2.3反馈电路反馈电路采用精密稳压源TL431和线性光耦PC817。利用TL431可调式精密稳压器构成误差电压放大器，再通过线性 光耦对输出进行精确的调整。如图2所示，R4、R5是精密稳压源的外接控制电阻，它们决定输出电压的高低，和TL431 一并组 成外部误差放大器。当输出电压升高时，
8、取样电压VR7也随之升高，设定电压大于基准电压（TL431的基准电压为2.5V），使TL431 内的误差放大器的输出电压升高，致使片内驱动三极管的输出电压降低，也使输出电压V。下降，最后Vo趋于稳定；反之，输 出电压下降引起设置电压下降，当输出电压低于设置电压时，误差放大器的输出电压下降，片内的驱动三极管的输出电压升高， 最终使得UC3842的脚1的补偿输入电流随之变化，促使片内对PWM比较器进行调节，改变占空比，达到稳压的目的R7、R8 的阻值是这样计算的：先固定R7的阻值，再计算R8的阻值，即渣日=2.5 ,二250心（2）&10x1012-2七二3阪。（3）250x101. 2. 4整流
9、滤波电路输出整流滤波电路直接影响到电压波纹的大小，影响输出电压的性能。开关电源输出端中对波纹幅值的影响主要有以下几个方面。（1）输入电源的噪声，是指输入电源中所包含的交流成分。解决的方案是在电源输入端加电容C5，以滤除此噪声干 扰。（2）高频信号噪声，开关电源中对直流输入进行高频的斩波，然后通过高频的变压器进行传输，在这个过程中，必 然会掺人高频的噪声干扰。还有功率管器件在开关的过程中引起的高频噪声。对于这类高频噪声的解决方案是在输出端采用n 型滤波的方式。滤波电感采用150UH的电感，可滤除高频噪声。（3）采用快速恢复二极管D6、D7整流。基于低压、功耗低、大电流的特点，有利于提高电源的效率
10、，其反向恢复时 间短，有利于减少高频噪声。并联整流二极管减小尖峰电压在大功率的整流电路中，次级整流桥电路存在较大杂散电感，输出整流管在换流时，由于电路中存在寄生振荡，整 流管会承受较大的尖峰电压，尖峰电压的存在提高了对整流二极管的耐压要求，也将带来额外的电路损耗。整流桥的寄生振荡 产生于变压器的漏感（或附加的谐振电感）与变压器的绕组电容和整流管的结电容之间。当副边电压为零时，在全桥整流器中4只二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。而当副边电压变 化为高电压Vin/K（K为变压器变比）时，整流桥中有两只二极管要关断，两只二极管继续导通。这时候变压器的漏感（或附加的 谐振电感）就开始和
11、关断的整流二极管的电容谐振。即使采用快恢复二极管，二极管依然会承受至少两倍的尖峰电压，因此，必 须采用有效的缓冲电路，有许多文献对此作了研究，归纳起来有5种方式：RC缓冲电路，RCD缓冲电路，主动箝位缓冲电路， 第三个绕组加二极管箝位缓冲电路，原边侧加二极管箝位缓冲电路。在这里提出另一种减小二极管尖峰电压有效的方法：即整 流二极管并联，其具体的电路图如图3所示。c 府7口圈3整流二极管井联原理图并且这种方法在大功率全桥移相DC/DC电源变换器的项目中得到了应用，实验波形验证了该方法，实验结果如图4 所示，其中图4(a)是整流桥电压波形，可以看出，由于变压器的漏感和二极管的结电容以及变压器的绕组
12、电容之间发生的高频 振荡，使二极管存在很高的尖峰电压；图4(b )是采用并联整流二极管之后整流桥电压波形，明显尖峰电压减小很多，验证了该 方法的有效性。p/od(8) 整流桥电压波形/lOps/div(b)采用并联整流二极管后的波形图4 二极管尖峰电压波形XI门才UJ2.5ps/div_p注 。0一匕 p-(a) 上波为三角波，下波为PWM波f/2.5ps,div实验结果及分析对设计的电路进行了实验，图5示出了实验波形。图5(a)上波形为UC3842的脚4三角波振荡波形，下波形为UC3842 的脚6驱动开关管的PWM波；图5(b)上波形为满载时输出电压直流分量Vdc，下波形为交流纹波Vripp。UC3842是一种高性能的固定频率电流型控制器，单端输出，可直接驱动晶体管和MOSFET，具有管脚数量少、外围 电路简单、安装与调试简便、性能优良、价格低廉等优点，在100W以下的开关电源中有很好的应用前景。
