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1、教学内容6.1 变压变频调速的基本控制方式6.2 异步电动机电压-频率协调控制时的机械特性教学目的掌握异步电动机变压变频调速的基本方法，变频调速的稳态机械特性。教学重点基频以下：恒压频比，恒控制，恒控制，恒磁，恒转矩调速；基频以上：电压恒定，弱磁恒功率调速。变频调速的稳态机械特性。建议学时3学时教学教具与方法PPT演示软件教案6.1 变压变频调速的基本控制方式三相异步电动机定子每相电动势的有效值是：，只要控制好和，便可达到控制磁通的目的。6.1.1 基频以下调速保持不变，当频率从额定值向下调节时，使常值，采用电动势频率比为恒值的控制方式。当电动势值较高时，忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子
2、相电压，则得，这是恒压频比的控制方式。低频时，和都较小，定子漏磁阻抗压降所占的份量就比较显著，不再能忽略。这时，可以人为地把电压抬高一些，以便近似地补偿定子压降。带定子压降补偿的恒压频比控制特性示于图6-1中的b线，无补偿的控制特性则为a线。图6-1 恒压频比控制特性6.1.2 基频以上调速在基频以上调速时，频率从向上升高，保持，这将迫使磁通与频率成反比地降低，相当于直流电动机弱磁升速的情况。把基频以下和基频以上两种情况的控制特性画在一起，如图6-2所示。图6-2 异步电机变压变频调速的控制特性在基频以下，磁通恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频以上，转速升高时磁通降低，基本上属于“恒功率调
3、速”。6.2 异步电动机电压-频率协调控制时的机械特性6.2.1 恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性当定子电压和电源角频率恒定时，可以改写成如下形式：当s很小时，忽略分母中含s各项，则，转矩近似与s成正比，机械特性是一段直线，见图6-3。当s接近于1时，可忽略分母中的，则，s接近于1时转矩近似与s成反比，这时，是对称于原点的一段双曲线。当s为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段，如图6-3所示。图6-3 恒压恒频时异步电机的机械特性6.2.2 基频以下电压-频率协调控制时的机械特性1恒压频比控制（）同步转速随频率变化，带负载时的转速降落，在机械特性近似直线段上，可以导
4、出，由此可见，当为恒值时，对于同一转矩，是基本不变的，也是基本不变的。在恒压频比的条件下改变频率时，机械特性基本上是平行下移，如图6-4所示。频率越低时最大转矩值越小，最大转矩是随着的降低而减小的。频率很低时，太小将限制电动机的带载能力，采用定子压降补偿，适当地提高电压，可以增强带载能力，见图6-4。图6-4 恒压频比控制时变频调速的机械特性2恒控制气隙磁通在定子每相绕组中的感应电动势；定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势；转子全磁通在转子绕组中的感应电动势（折合到定子边）。在电压-频率协调控制中，恰当地提高电压，克服定子阻抗压降以后，能维持为恒值（基频以下），则无论频率高低，每极磁通均为常
5、值，由等效电路得转子电流和电磁转矩,这就是恒时的机械特性方程式。当s很小时，忽略分母中含s项，则，机械特性的这一段近似为一条直线。当s接近于1时，可忽略分母中的项，则，这是一段双曲线。将对s求导，并令，可得恒控制特性在最大转矩时的转差率和最大转矩，当为恒值时，恒定不变。可见恒控制的稳态性能是优于恒控制的，它正是恒控制中补偿定子压降所追求的目标。3恒控制如果把电压-频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗的压降也抵消掉，得到恒控制，电磁转矩，机械特性完全是一条直线，也把它画在图6-6上。显然，恒控制的稳态性能最好，可以获得和直流电动机一样的线性机械特性。气隙磁通的感应电动势对应于气隙磁通幅值
6、，转子全磁通的感应电动势对应于转子全磁通幅值：，只要能够按照转子全磁通幅值进行控制，就可以获得恒。图6-6 不同电压频率协调控制方式时的机械特性4小结恒压频比（=恒值）控制最容易实现，变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，但低速带载能力有些差强人意，须对定子压降实行补偿。恒控制是通常对恒压频比控制实行电压补偿的标准，可以在稳态时达到，从而改善了低速性能。但机械特性还是非线性的，产生转矩的能力仍受到限制。恒控制可以得到和直流他励电动机一样的线性机械特性，按照转子全磁通恒定进行控制即得=恒值，在动态中也尽可能保持恒定是矢量控制系统所追求的目标，当然实现起来是比较复杂的。
7、6.2.3 基频以上恒压变频时的机械特性在基频以上变频调速时，由于电压不变，机械特性方程式最大转矩，当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，机械特性上移，而形状基本不变，如图6-7所示。由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，但转速却升高了，可以认为输出功率基本不变。所以基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。图6-7 基频以上恒压变频调速的机械特性教学内容6.4 变压变频调速系统中的脉宽调制（PWM）技术教学目的掌握脉宽调制（PWM）技术的基本原理及实现方法。教学重点电压空间矢量PWM（SVPWM）控制技术：空间矢量的定义，电压与磁链空间矢量的关系，六拍阶梯波逆变器与正
8、六边形空间旋转磁场，电压空间矢量的线性组合与SVPWM控制。建议学时3学时教学教具与方法PPT演示软件教案6.4 变压变频调速系统中的脉宽调制（PWM）技术6.4.1 正弦波脉宽调制（SPWM）技术以正弦波作为作为调制波（Modulation wave），以频率比调制波高得多的等腰三角波作为载波（Carrier wave），由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。这种调制方法称作正弦波脉宽调制（Sinusoidal pulse widt
9、h modulation，简称SPWM），这种序列的矩形波称作SPWM波。6.4.3 电流滞环跟踪PWM（CHBPWM）控制技术若能对电流实行闭环控制，以保证其正弦波形，显然将比电压开环控制能够获得更好的性能。常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪PWM（CHBPWM， Current Hysteresis Band PWM）控制，具有电流滞环跟踪PWM控制的PWM变压变频器的控制原理图示于图6-22。图6-22三相电流跟踪型PWM逆变电路采用电流滞环跟踪控制时，变压变频器的电流波形与PWM电压波形示于图6-23，输出电流与给定值之间的偏差保持在范围内，在正弦波上下作锯齿状变化。图6-23电
10、流滞环跟踪控制时的电流波形a) 电流波形 b) 电压波形6.4.4 电压空间矢量PWM（SVPWM）控制技术（或称磁链跟踪控制技术）把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。1. 空间矢量的定义交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，分析时常用时间相量来表示，但如果考虑到它们所在绕组的空间位置，也可以定义为空间矢量，在图6-25。图6-25 电压空间矢量定义三个定子电压空间矢量，使它们的
11、方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是120。三相定子电压空间矢量的合成空间矢量是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变，是每相电压值的3/2倍，当电源频率不变时，合成空间矢量以电源角频率为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为最大值时，合成电压矢量就落在该相的轴线上。合成空间矢量。与定子电压空间矢量相仿，可以定义定子电流和磁链的空间矢量和。2. 电压与磁链空间矢量的关系用合成空间矢量表示的定子电压方程式：，当电动机转速不是很低时，定子电阻压降所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为或。当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电
12、动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可表示为。可得，当磁链幅值一定时，的大小与（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向，如图6-26所示。当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动弧度，其轨迹与磁链圆重合。这样，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。图6-26 旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹3. 六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场功率开关器件共有8种工作状态，6种工作状态是有效的，2个状态是无效的，因为逆变器这时并没有输出电压，称为“零矢量
13、”。对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这时刻内则保持不变。随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转，直到一个周期结束。在一个周期中6个电压空间矢量共转过弧度，形成一个封闭的正六边形，如图6-28所示。由电压空间矢量运动所形成的正六边形轨迹也可以看作是异步电动机定子磁链矢量端点的运动轨迹。设定子磁链空间矢量为，在第一个期间，施加的电压空间矢量为，在所对应的时间内，产生一个增量，得到新的磁链，依此类推，可以写成的通式，。磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。图6
14、-28 正六边形电压空间矢量4. 电压空间矢量的线性组合与SVPWM控制如果交流电动机由六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。PWM控制可以适应上述要求，问题是，怎样控制PWM的开关时间才能逼近圆形旋转磁场。提出过多种实现方法，例如线性组合法，三段逼近法，比较判断法等等。图6-31绘出了逼近圆形时的磁链矢量轨迹。要逼近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由， 4段组成，每段施加的电压空间矢量的相位都不
15、一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。图6-31 逼近圆形时的磁链增量轨迹图6-32表示由电压空间矢量和的线性组合构成新的电压矢量，在换相周期时间中，处于，处于，与矢量的夹角就是这个新矢量的相位。图6-32 电压空间矢量的线性组合用相电压表示合成电压空间矢量的定义，把相电压的时间函数和空间相位分开写，得，。用线电压表示，当各功率开关处于不同状态时，线电压可取值为、0或，得则，解得，。由旋转磁场所需的频率决定，与未必相等，其间隙时间可用零矢量或来填补。为了减少功率器件的开关次数，使和各占一半时间，。把逆变器的一个工作周期用6个电压空间矢量划分成6个区域，称为扇区（Sector），如图所示的、，每个扇区对应的时间均为。在六拍逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态，实现SVPWM控制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时间的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢量，以获得优于正六边形的多边形（逼近圆形）旋转磁场。每一个相当于PWM电压波形中的一个脉冲波，包含，和4段，相应的电压空间矢量为，和4种开关状
