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1、反激电源变压器的参数设计（共8页）-本页仅作为预览文档封面，使用时请删除本页-开关电源学习漏感：变压器初次级耦合过程中漏掉的那一部分磁通！变压器的漏感应该是线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈因此产生漏磁的电感称为漏感。RCD钳位电路的作用：反激式开关电源在开关管断开的瞬间由于漏感不能通过变压器耦合到次级绕组，导致漏感的反激电动势 很大，高压很容易导致开关管的损坏，所以用RCD钳位电压到安全的范围，将漏感的能量存储在电容C中，再由电阻R消耗 掉。反激式开关电源：反激电路是由buck-boost拓扑电路演变过来的。演变的过程把MOS和二极管D1放到下面，与上图等效。c2100u mur43D m
2、ur45Q 2在AB之间增加一个变压器，由于初级和次级的电感上承受的伏秒积是相等的，所以用这个变压器来等效。由于电感和变压器的初级电感并联，为了直观把电感合二为一，并且调整变压器的同名端得到下图;mur4 44D上面的电路图便是最基本的反激式开关电路图了，由于变压器在开关管导通时储存能量，断开时通过次级绕组释放能量，变压 器的实质是耦合电感，耦合电感不仅承担输入与输出的电气隔离，而且实现了电压的变换，而不仅仅是通过改变占空比来实 现。由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会 在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件
3、的损坏。故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个 RCD吸收电路。用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。二极管的反向恢复电流 理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。而实际二极管正向导通时，PN结内的电 荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因 素有关。反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。因此，输出整流二极管的反向恢 复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声.。碳化硅材料的 肖特基二极管，恢复电流极小。形成
4、原因二极管在接反向电压的时候，在两边的空穴和电子是不接触的，没有电流流过，但是同时形成了一个等效电容（因为两边带电 么，而且这个值又不为零），如果这个时候改变两边的电压方向，自然有一个充电的过程，这个时间就是了。由输出整流二极管产生的干扰在输出整流二极管截止时，有一个反向电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。其中能 将反向电流迅速恢复到零点的二级管称为硬恢复特性二极管，这种二极管在变压器漏感和其它分布参数的影响下，将产生较强 的高频干扰，其频率可达几十MHz。反向恢复过程短的二极管称为快恢复二极管（Fast Recovery Diode）。高频化的电力电子 电路要求快恢复二极管的反向恢复
5、时间短，反向恢复电荷少，并具有软恢复特性。所有的PN结二极管，在传导正向电流时， 都将以少子的形式储存电荷。少子注入是电导调制的机理，它导致正向压降（VF）的降低，从这个意义上讲，它是有利的。但 是当在导通的二极管上加反向电压后，由于导通时在基区存贮有大量少数载流子，故到截止时要把这些少数载流子完全抽出或 是中和掉是需要一定时间的，即反向阻断能力的恢复需要经过一段时间，这个过程就是反向恢复过程，发生这一过程所用的时 间定义为反向恢复时间trr反激电源变压器的参数设计对于反激电源而言，需要输入指标，输出指标，有些是客户直接给的，有的则要我们认为的选择。参数主要包括：输入交流电压范围，输出电压，输
6、出电流，效率，开关频率等；RMS:含义是均方根待验证！ 工作模式:CCM:电流连续模式DCM:电流断续模式CRM:DCM和CCM中间的过度过程，即电感的电流刚刚降到0时，MOS管开通，即DCM到CCM的过渡的临界模式，CCM在轻载时会 进入DCM；CRM优点：可以避免二极管进入反向恢复问题，同时也能避免深度DCM，防止峰流过大的缺点。在DCM模式，电感电流降到零 以后，电感会和MOS的结电容谐振，给MOS结电容放电。QR:那么，是不是可以有种工作方式是当MOS结电容放电到最低点的时候，MOS开通进入下一个周期，这样就可以降低MOS开通 的损耗了。答案是肯定的。这种方式就叫做准谐振，QR方式。也
7、是需要变频控制的。不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，现在都有丰富的控制IC可以提供用来设计。一。确定反馈电源Vf:根据磁通伏秒积的平衡，有V XD =V X(1-D )，i nmax fmax那么：D =V/(V +V)max f in f这就是说V越大，D也就越大。fmax那为了得到较大的工作占空比，Vf能不能取的很大呢事实上是不行的，我们从前面的分析中知道，MOS管的承受的电压应力，在理想情况下是V +V，当输出一定时V也是一定的，而V是随着输入电压的变化而变化的。另外，MOS管的耐压是有限制i n ffin的。而且，在实际使用中，还必须预留电压裕量。MOS的电压必须保证10%20%
8、的电压裕量。常用的MOS管耐压有600V，800V的。而对于全电压输入的85V265V AC输入电源，整流后的直流电压约为100VDC370VDC。那么对于600V的M0S而言，保留20%电压裕量，耐压可以用到480V。最大电压应力出现在最大输入电压处，所以当最大输入 直流电压为370V时，V取值为480-370=110V。最大工作占空比出现在最低输入电压处为：fD =V/(V+V)=110/(100+110) =max f inmin f以此类推650V 的 MOS，耐压用到 520V，V 取 520-370=150V，D =V/(V +V )=150/(100+150) =fmax f i
9、nmin f700V 的 MOS，耐压用到 560V，V 取 560-370=190V，D =V/(V +V )=190/(100+190) =fmax finmin f800V 的 MOS，耐压用到 640V，V 取 640-370=270V，D =V/(V +V )=270/(100+270) =fmax finmin f大的占空比，可以有效降低初级侧的电流有效值，降低初级侧的铜损和MOS的导通损耗。但是初级侧的占空比过大，必然导致 次级的占空比偏小，那么次级的峰值电流会较大，电流有效值会偏大，那么次级线圈铜损会增加。另外，次级峰值电流大，也 会导致输出纹波大。所以，通常建议，最大占空比取
10、在左右。我个人的观点呢，对于DCM的机器，在最低输入85VAC电压下，可以考虑取占空比到，那么在110VAC下，占空比约在左右。 而对于CCM的模式，建议全范围内占空比不要超过50%，否则容易出现次谐波振荡。即便如此，在占空比不超过50%的情况 下，也建议增加斜坡补偿，以增加稳定性。所以，综上所述，占空比的选择，一方面要考虑MOS的耐压，另一方面还要考虑次级的电流有效值等因素。同时，对于MOS耐 压比较低的情况，比如用600V的MOS的时候，占空比适当再取小一点，可以减轻MOS的耐压的压力。因为变压器总是有漏感 的，漏感会形成一个尖峰。这个尖峰和漏感以及电流峰值的大小等参数有关。当我们按照百分
11、比来留电压裕量的时候，可能不 够。二。电感Lp当占空比和反射电压Vf确定后，我们就可以开始着手设计变压器的初级电流波形，进而求出初级的电感量。口利用率就要取的低。而如果，采用了三重绝缘线，那么窗口利用率高，K就可以取的大一点。对于铁氧体磁芯来说，考虑到 温度升高后，饱和点下移，一般AB应该取值小于。AB过大，磁芯损耗大，也容易饱和。AB过小，磁芯体积会很大。功率 小的电源，AB可以大一点，因为变压器表面积与体积之比大，散热条件好。而功率大的电源，AB则应该小一些，因为变压 器的表面积与体积之比小，散热条件变差了。开关频率高的，AB也要小一点，因为频率高了，磁芯损耗也会变大。根据计算出来的AP值
12、，我们可以选择到合适的磁芯。四。初级侧绕组匝数其中，L是初级电感量，单位H，l是初级峰值电流，单位A，AB是磁感应强度变化量，单位为T，Ae是磁芯截面积，单位P因为我们已经确定了反射电压，vf，已经有了初级匝数，那么次级的匝数就可以计算出来了。不过，计算次级匝数的时候，要 考虑到次级输出整流二极管的压降，特别是输出电压很低的时候，二极管的压降要占很大的比例。对于肖特基整流管，我们可 以考虑取正向压降为左右，对于快恢复整流管，可以考虑取正向压降为。五。次级绕组的匝数那么，对于常用的次级输出绕组匝数可以按下面的公式计算：N =(V +V )XN /Vs out Dp fV是次级某绕组输出电压。V是
13、输出整流二极管压降。肖特基管取，快恢复管取。outD六。次级整流二极管的电压应力V =V XN/N+VDR inmax s p out实际上的二极管耐压要高于这个数值。具体见元件降额使用的那个帖子里的阐述。对于CCM模式的电路，还必须在这个七。绕组线径的选取 首先我们要计算出每个绕组的电流的RMS值，关于计算电流RMS值，我记得有个小软件的。可以很方便计算。然后根据每平方 毫米5A的电流密度选择导线。同时，要注意高频下的趋肤效应，趋肤深度可以按照75nini来计算，f是频率，单位Hz也就是说，单根导线的直径不要大于两倍趋肤深度。如果单根导线不够满足电流密度的要求。那么就用多线并绕或采用丝包束
14、线或litz线。二极管上并联RC吸收回路，来降低反向恢复造成的电压尖峰和振荡。八。C的功率当MOS关断后，MOS的漏极电压迅速上升，当漏极电压达到Vin+Vf时，次级二极管导通，把变压器初级电压箝位在Vf上。而 由于漏感是不受次级箝位的，所以，MOS管漏极电压继续上升，直到V in+Vc电压，Vc是RCD箝位电容上的电压。这时候，箝 位二极管D导通，漏感给电容C充电。由于电容容量足够大，箝位电压Vc基本保持不变。MOS的漏极电压也就被箝位在 Vin+Vco当箝位二极管D导通后，漏感电流在箝位电压的作用下线性下降到零。有公式：(V -V)Xt/L =l，那么可以计算出这段时间t为：c flk p
15、t=l XL /(V-V)p lk c f由于吸收二极管的电流波形是个峰值为I三角波，所以，每周期RCD吸收电路中耗散的能量为:pV XI Xt/2c P那么漏感输入到RCD中的功率为：P=f XV XI Xt/2s c p代入上面t的表达式，得到：从这个公式中可以看出，V取值大一些，有助于降低RCD吸收电路的耗散功率。太小的V会导致RCD电路的耗散功率过大。有cc一个经验性的取值，取V=2XV，但是，V的数值同时也受MOS耐压的限制。特别是对于低耐压的MOS,没有足够的耐压空cfc间。故而，V的取值要和MOS的耐压、V以及工作占空比综合考虑。如果要让工作占空比比较大，那么就要增加Vf的值，那么cf也就要增加Vc的值，那么就要用耐压足够高的MOS。如果MOS的耐压已定，由V+V MOS耐压的90%，那么Vc的值就可以确c inmax定了，然后Vf的值和工作占空比也就可以定下。所以，反激电源中，很多参数之间有互相制约关系。不同的设计出发点，会得到不同的设计结果。我们知道了耗散功率P，确定了箝位电压V，下面我们就可以根据CP=V 2/R，来计算得到吸收电路中，R的阻值。C九。箝位电容的容量 在前面的计算中，我们一直是假设V是不
