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1、7，移相全桥DC/DC软开关变换器的全数字化实现作者:李志，林磊，邹云屏时间：-01-来源： 摘要:为同步满足大功率低压大电流直流电源的稳态电压精度和起动舰载直升机时的动态响应速度的规定，本文提出了一种基于DSP 320240的移相全桥DC/C 软开关变换器的数字控制实现措施。实验成果证明了方案的可行性。核心词:直流电源;低压大电流;DC/DC 软开关变换器;数字控制引言随着多种新颖的辅助电路的相继浮现,移相软开关DC/C 电路已趋向成熟，逐渐成为高频DCDC变换器的主流。与其她的DDC 电路相比,移相全桥软开关拓扑充足运用了电路自身的寄生参数，使开关管工作在软开关状态,减少开关管的开关噪声和
2、开关损耗,提高变换器的效率。移相全桥软开关C/DC电路具体形式多样，但就其实现方式而言,大体可分为零电压开关(ZVS)、零电流开关(CS)和零电压零电流开关（ZVZCS)三大类型。相比较而言,ZS电路实现简朴、工作可靠，并且充足运用了器件的寄生参数,基本不需要加入辅助电路，因此比较合用于大功率低压大电流的应用场合。本文论述的实验样机采用移相全桥ZVSD/DC 变换技术，输出直流电压28.V,额定输出电流35A,过载输出电流70A,并规定装置在0%20%（7A600AA)突加、突减负载时的动态调节速度快。系统构造及移相WM 控制的数字化实现1 系统构造系统构造如图1 所示，通过SP 将输出的电压
3、信号和电流信号转换为数字量，对输出电压进行PI控制,产生移相PWM 驱动信号,并根据反馈电流信号相应地补偿输出的电缆压降。该设备设立有硬件和软件两套保护系统,保证浮现故障时能有效地保护。该系统还具有数码管显示和微机遥控功能，通过RS232接口实现远程通讯。移相全桥ZVSC/DC 变换器运用变压器原边漏感与开关管寄生参数谐振,来实现开关管的零电压开通,必要的时候,可以在变压器原边串入谐振电感L，实现滞后桥臂的零电压开通。图 中，采用了 个高频变压器16 原边串联、副边并联的连接方式,采用这样的连接方式，以便了输出整流二极管1D1 的选用，可以实现大功率低压大电流的输出。移相PM控制的DSP 实现
4、移相PWM 控制的数字实现措施诸多,但由于目前所用SP 芯片不具有直接产生移相信号的功能,重要采用类似EPROM 存储控制器的实现方式。这种移相PWM数字实现方式存在着实现复杂,控制精度直接受存储器容量的限制和不便于实现远程通讯的缺陷。本文以TM32DF0P 芯片为例简介一种合成WM 波形实现移相控制的措施。经实验证明,该方案简朴易行,安全可靠。该方案采用驱动波形合成电路，如图2所示，将DSP输出的 路PM 信号合成为 路移相驱动信号,其原理如图3所示。图 中,、Q3 和4以通用定期器T1 为时基，2 以通用定期器T2 为时基，T2 相位滞后于T118，均设立为持续增模式,比较点为周期中点。和
5、Q 的死区时间由全比较单元死区定期器控制寄存器设立。4 信号由WM 和PM5 的输出信号相与而产生,CMP2的初始比较点为周期终点，而CMPR 的初始比较点为周期中点，且PWM3设立为低有效,而PWM5设立为高有效。这样PWM3和PW5相与后的波形将滞后Q1 波形18。Q2信号由单比较单元1(SCMPR1)和(SCPR2)输出波形PWM7 和PWM8 相与产生。CPR1的初始比较点为周期终点,而SCMPR 的初始比较点为周期中点，且PWM7 设立为低有效，而PWM 设立为高有效。这样W 和PWM8 相与后的波形将滞后Q4 波形8。设定CMR1 数值不变为周期的一半, Q 和Q3 驱动超前桥臂。
6、在调节过程中,并保持CR2和SCMPR1、CMP3 和SCMPR的数值相似分别等于比较点和比较点。如果将以上四个比较寄存器的值同步减小或增长相似的量,则可以实现Q 和 的向前移动或向后移动。即实现了滞后桥臂驱动的移相控制。滞后桥臂的死区时间为比较点2 和比较点3 的差值与1/ 周期值的差所代表的计数时间。变换器控制系统的分析与设计在移相DC/DC PW变换器的完整数学模型的基本上，对本装置的控制系统进行分析和设计。一般而言，实际系统自身的穿越频率较小,即系统自身的带宽不够。在系统中引入调节器的目的有三点:1） 加大系统带宽,改善系统动态性能；2） 保证系统的中低频增益，使系统获得满意的稳态性能
7、指标；3) 提高系统的相角裕度,保证系统的稳定性。本装置实际控制系统如图4 所示。图中,虚线框为移相全桥变流器主电路模型。Vf、Vf、Ve 分别为输出电压的给定值、反馈值和误差,Kenv 为输出电压采样系数,Ksen_i为输出电流采样系数。实际系统中，电压调节器Gu(s)的输入为反馈电压与给定电压的误差量,输出为实际电路的占空比（0D)，其中的比例系数由移相PWM 发生器等效环节,即将调制信号变为占空比输出的比例环节 决定。 u(s）为PI 调节器，即电流调节器Gi（s)为P 调节器，即电压采样环节等效于一种零阶保持器，而滤波器可以等效于一种R 一阶传函,在实际系统中,对采样值进行4 点均值滤
8、波，故在设计调节器时,为了获得抱负的稳态和瞬态输出特性,调节器的穿越频率必须不不小于直流变换器的开关频率。本系统的电流补偿环节重要是在负载大电流状况下对输出电缆的电压降损失进行补偿,该环节是对电压的给定值进行动态补偿,对直流变换器输出端的动态性能影响不大，因此我们在直流变换器小信号模型及控制系统分析时只考虑电压环的作用。在本系统中,电压环穿越频率设立为开关频率的12。动态特性和稳态精度是直流电源的两个重要技术指标。调节器的设计很大限度上是为了使系统满足上述两个技术指标。由于数字调节器的多样性,涉及变构造控制、模糊人工智能控制的运用使得仅仅运用典型控制理论分析直流数字控制系统无法获得抱负的效果。
9、在本装置的控制系统中，采用了变构造控制与模糊人工智能控制相结合的混合控制方式。一方面，由于本装置既要满足大负载范畴内输出电压稳态精度的规定，又要满足突加、突减负载时的动态调节特性的规定，因此对负载和误差的边界条件进行分离，在多种不同的负载和误差范畴内,结合系统传函的BODE 图，变化系统的增益，有针对性的拟定不同的P参数。另一方面,采用智能积分的措施来减小系统的超调。加入对误差e 与误差的变化量 D 乘积的鉴别。当 时,智能积分提供一种精确、及时的控制量,有效的抑止系统误差的增长,加快误差回零的速度;而当 时，调节器的积分输出量为零,对系统调节和误差变化进行等待观测，仅通过比例调节来加速误差回
10、零,这样可以有效的避免了积分值互相抵消引起的控制不及时,不会因积分环节而增长系统的惯性。实验成果本实验装置使用DS T20F2 实现移相PWM 控制，开关频率为20kHz。输入为三相80V交流电经整流桥6I100G-60整流得到的直流电压,主开关器件选用BSM150G120DN，快恢复整流二极管选用URP0CT。为了满足稳态时电压纹波小的规定,该实验装置中,选用输出滤波电感Lf=0H，输出滤波电容f27000。它们在输出侧40kz的频率下的阻抗分别为2.57,Xc=4.740- 。由此可见，变压器副边电压的交流分量基本上所有在输出滤波电感上,装置输出电压稳态特性可以得到满足。如图7 所示,该装
11、置电压纹波系数不不小于.5%。但将输出滤波电容选用的较大,会增大滤波器的惯性,也许导致装置在突加、突减负载时响应速度过慢。但从图8 可以看出， 由于该装置采用混合调制方略，突加、突减负载时，电压波动不不小于3V，调节时间不不小于ms,且基本上无超调，输出电压具有较快的动态调节特性。通过变化谐振电感和IGBT上并联的谐振电容的大小,可以设立软开关的负载范畴。当负载电流小的时候,开关管上通过的电流也小，在这种状况下,虽然设备工作在硬开关状态，开关管的工作仍是安全可靠的。故本实验样机将软开关的范畴设立在60额定负载以上实现零电压开关，图、图 分别为超前和滞后桥臂在00A 时的驱动信号波形VG 和管压
12、降波形VCE。从图5 和图6 的波形可以明显的看出,实验样机的超前和滞后桥臂在负载200A 时,都可以实现零电压开关。实验样机的整机效率曲线如图 所示，在负载3A 时，整机达到最高效率为32%，从效率曲线还可以看出，当负载增大时，整机的效率还是维持在90%以上，这是由于随着负载的增大,虽然开关管的通态损耗增大了，但由于软开关的实现,减少了开关损耗，使得样机的整机效率得以维持在90%以上。由此可以看出，通过使用移相全桥CDC软开关变换器，既使得开关管更安全可靠的工作，又提高了整机的工作效率。结论本方案提出一种基于TMS320F240 DS 实现移相WM 波形合成措施,并对全桥C/DC变换器控制模型进行分析，优化设计调节器，实现全数字化控制。实验成果证明其方案的可靠性，根据上述措施设计调节器使系统具有较好的动态性能和稳态性能；此外，变换器也能较好的实现零电压软开关,这既提高了整机的工作效率,又使得开关管更可靠安全的工作。标签:直流电源 低压大电流DCDC软开关变换器 数字控制
