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1、一种实用的BOOST电路0引言在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计，对于较大的功率输出，如70W以上的DC /DC升压电路，由于专用升压芯片内部开关管的限制，难于做到大功率升压变换，而且芯 片的价格昂贵，在实际应用时受到很大限制。考虑到Boost升压结构外接开关管选择余地 很大，选择合适的控制芯片，便可设计出大功率输出的DC/DC升压电路。UC3S42是一种电流型脉宽调制电源芯片，价格低廉，广泛应用于电子信息设备的电源 电路设计，常用作隔离回扫式开关电源的控制电路，根据UC3842的功能特点，结合Boos t拓扑结构，完全可设计成电流型控制的升压DC/DC电路，且外接元器件少，控制灵活， 成
2、本低，输出功率容易做到100W以上，具有其他专用芯片难以实现的功能。1 UC3842芯片的特点UC3842工作电压为1630V，工作电流约15mA。芯片内有一个频率可设置的振荡器； 一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构，特别适用于MoSFET的驱动；一个固定温 度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器；具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐 个脉冲限流控制的PWM比较器，最大占空比可达100%。另外，具有内部保护功能，如滞 后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等。由UC3842设计的DC / DC升压电路属于电流型控制，电路中直接用误差信号控制电感 峰值电流，然后间接地控制PWM脉冲宽度。这
3、种电流型控制电路的主要特点是：1）输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化，电感电流自动调整而不需要误差放大器输 出变化，改善了瞬态电压调整率；2）电流型控制检测电感电流和开关电流，并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比 较，控制PWM脉宽，由于电感电流随误差信号的变化而变化，从而更容易设置控制环路， 改善了线性调整率；3）简化了限流电路，在保证电源工作可靠性的同时，电流限制使电感和开关管更有效地 工作；4）电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿，因为，平均电感电流大小是决定 输出大小的因素，在占空比不同的情况下，峰值电感电流的变化不能与平均电感电流变化相 对应，特别是占空比，50%的不稳
4、定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差，即 使占空比50%，也可能发生高频次谐波振荡，因而需要斜坡补偿，使峰值电感电流与平均 电感电流变化相一致，但是，同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度。2 Boost电路结构及特性分析2.1由UC3842作为控制的Boost电路结构由UC3842控制的Boost拓扑结构及电路分别如图1和图2所示。c(234UC3842ICCOMPVref图2UC3842控制的升压DC/DC电路图2中输入电压Vi=1620V，既供给芯片，又供给升压变换。开关管以UC3842设定的 频率周期开闭，使电感L储存能量并释放能量。当开关管导通时，电感以Vi / L的速度
5、充电， 把能量储存在L中。当开关截止时，L产生反向感应电压，通过二极管D把储存的电能以(V o-Vi) / L的速度释放到输出电容器C2中。输出电压由传递的能量多少来控制，而传递能量 的多少通过电感电流的峰值来控制。整个稳压过程由二个闭环来控制，即闭环1输出电压通过取样后反馈给误差放大器，用于同放大器内部的2.5V基准电压比 较后产生误差电压，误差放大器控制由于负载变化造成的输出电压的变化闭环2 Rs为开关管源极到公共端间的电流检测电阻，开关管导通期间流经电感L的电 流在Rs上产生的电压送至PwM比较器同相输入端，与误差电压进行比较后控制调制脉冲 的脉宽，从而保持稳定的输出电压。误差信号实际控
6、制着峰值电感电流2.2 Boost升压结构特性分析Boost升压电路，可以工作在电流断续工作模式(DCM)和电流连续工作模式(CCM)。CC M工作模式适合大功率输出电路，考虑到负载达到10%以上时，电感电流需保持连续状态， 因此，按CCM工作模式来进行特性分析。Boost拓扑结构升压电路基本波形如图3所示。升关管S漏槌电压波形汗关管S也流波形电感/.电流波畛整流.二极管口电流波形输出电容C电流波形ton时，开关管S为导通状态，二极管D处于截止状态，流经电感L和开关管的电流逐 渐增大，电感L两端的电压为Vi，考虑到开关管S漏极对公共端的导通压降Vs，即为Vi- Vs。ton时通过L的电流增加部
7、分AILon满足式(1)。式中：Vs为开关管导通时的压降和电流取样电阻Rs上的压降之和，约0.60.9V。toff时，开关管S截止，二极管D处于导通状态，储存在电感L中的能量提供给输出，流经电感L和二极管D的电流处于减少状态，设二极管D的正向电压为Vf, toff时，电感L两端的电压为Vo+Vf-Vi，电流的减少部分&Loff满足式(2)。式中：Vf为整流二极管正向压降，快恢复二极管约0.8V，肖特基二极管约0.5V。在电路稳定状态下，即从电流连续后到最大输出时，&Lon=&LoFf，由式(1)和(2)可得Ur _ K - Ku - h+Vf-Vi因占空比Df/T,即最大占空比K +ViK+K
8、K VoDm AHLrniix如果忽略电感损耗，电感输入功率等于输出功率，即K X /(avp)矿cj X /n由式(4)和式(5)得电感器平均电流If _ o同时由式(1)得电感器电流纹波岫式中：f为开关频率。为保证电流连续，电感电流应满足(6)(8)考虑到式(6)、式(7)和式(8)，可得到满足电流连续情况下的电感值为L*%(。)(9)另外，由Boost升压电路结构可知，开关管电流峰值Is(max)=二极管电流峰值Id(max)=电感器电流峰值ILP,(10)(11)Zlp = /jL(bv ) + ( A 7k/2 ) 开关管耐压= K + K二极管反向耐压 E - E - Va(12)
9、3样机电路设计样机的电路图如图2所示，是基于UC3842控制的升压式DC / DC变换器。电路的技术指标为：输入Vi=18V,输出Vo=40V、Io=2A,频率f49 kHz,输出纹波噪声1%。根据技术指标要求，结合Boost电路结构的定性分析，对图2的样机电路设计与关键参 数的选择进行具体的说明。3.1储能电感L根据输入电压和输出电压确定最大占空比。由式(4)得K % _ 40 -18当输出最大负载时至少应满足电路工作在CCM模式下，即必须满足式(9)，2(%-叼)0(1 -O) 2x (|8 -0.9)xo.55 x (1 0. 55)2 x49000同时考虑在10%额定负载以上电流连续的
10、情况，实际设计时可以假设电路在额定输出时，电感纹波电流为平均电流的20%30%，因增加&L可以减小电感L，但为不增加输出纹波电压而须增大输出电容C2,取30%为平衡点，即A 人=30% x ho 30% x 洁（13）=3%乂 品J=L33A由式（7）、式（13）可得,（Vi-K）Z） （18-0.9）xo. 55 AAA uMf 1.33 x49000流过电感L的峰值电流由式（10）得h? =+ （A/l/2）= 1. 15 x v、I 一 uL =7T7 二 一 n 144 piH2= L15xT5=5-UAL可选用电感量为140200H且通过5A以上电流不会饱和的电感器。电感的设计包括
11、磁芯材料、尺寸、型号选择及绕组匝数计算、线径选用等。电路工作时重要的是避免电感饱 和、温升过高。磁芯和线径的选择对电感性能和温升影响很大，材质好的磁芯如环形铁粉磁 芯，承受峰值电流能力较强，EMI低。而选用线径大的导线绕制电感，能有效降低电感的温 升。3.2输出电压取样电阻R1、R2因UC3842的脚2为误差放大器反向输入端，芯片内正向输入端为基准2.5v，可知输出 电压Vo=2.5(1+R1 /R2)，根据输出电压可确定取样电阻R1、R2的取值。由于储能电感的作用，在开关管开启和关闭时会形成大的尖峰电流，在检测电阻Rs上 产生一个尖峰脉冲，为防止造成UC3842的误动作，在Rs取样点到UC3
12、842的脚3间加 入R、C滤波电路，R、C时间常数约等于电流尖峰的持续时间。3.3开关管S开关管的电流峰值由式(10)得Iv(max)=ILP=5.11A开关管的耐压由式(11)得Vds(off)=Vo+Vf=40+0.8=40.8V按20%的余量，可选用6A / 50V以上的开关管。为使温升较低，应选用Rds较小的MOS开关管，要考虑的是通态电阻Rds会随PN结温度T1的升高而增大。图4为实测开关管的开关电压波形和电流瞬态波形图。(a)轻载0. 3 A时开关管漏极电压和流经电流17:55 I I(b) 重栽1. 5 A时开关管漏极电压和流经电流图4 实测开关管漏极电压和流经电流波形3.4输出
13、二极管D和输出电容器C2升压电路中输出二极管D必须承受和输出电压值相等的反向电压，并传导负载所需的最 大电流。二极管的峰值电流Id(max)=ILP=5.11A，本电路可选用6A / 50V以上的快恢复二极管，若采用正向压降低的肖特基二极管，整个电路的效率将得到提高。输出电容C2的选定取决于对输出纹波电压的要求，纹波电压与电容的等效串联电阻ESR有关，电容器的容许纹波电流要大于电路中的纹波电流。电容的 ESRAVo/AIL=40x1 %/1.33=O.3Q。另外，为满足输出纹波电压相对值的要求，滤波电容量应满足=561 (14)DT _40x 0,55AVA 40x |% x 2 x 4900
14、0根据计算出的ESR值和容量值选择电容器，由于低温时ESR值增大，故应按低温下的 ESR来选择电容，因此，选用560pF / 50V以上频率特性好的电解电容可满足要求。3.5外补偿网络UC3842误差放大器的输出端脚l与反相输入端脚2之间外接补偿网络Rf、Cf。Rf、Cf 的取值取决于UC3842环路电压增益、额定输出电流和输出电容，通过改变Rf、Cf的值可 改变放大器闭环增益和频响。为使环路得到最佳补偿，可测试环路的稳定度，测量Io脉动 时输出电压Vo的瞬态响应来加以判断。图5为Cf选用0.0lpF和470pF时动态响应控制波形的区别，上冲下降幅度和复位时间 都有差别。18:25:44(d)
15、 G取().01 piF时输出电压动态响应(b) J取470 pF时输出电压动态响应图5 G选用不同值时的输出电压动态响应3.6斜坡补偿在实用电路中，增加斜坡补偿网络，一般有二种方法，一是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、 Cx至误差放大器反相输入端脚2,使误差放大器输出为斜坡状，再与Rs上感应的电压比较。 二是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx到电流感应端脚3,将在Rs的感应电压上增加斜坡 的斜率，再与平滑的误差电压进行比较，作用是防止谐波振荡现象，避免UC3842工作不稳定，同时改善电流型控制开关电压的噪声特性。本文采用方法3.7保护电路当UC3842的脚3电压升高超过1V或脚1电压降到1V以下，都可使PWM比较器输出 高电平，造成PWM锁存器复位
