《开关电源拓扑的选择》由会员分享，可在线阅读，更多相关《开关电源拓扑的选择（13页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、第二章拓扑实际选择2.1引言在设计你的变换器前，你必须首先选择电路拓扑。因为其它所有电路元件设计，像元件选择，磁芯设计，闭环补偿等等都取决于拓扑。所以在设计开始之前，你得首先仔细研究所要开发的电源的要求和技术规范：输入、输出电压，输出功率、输出纹波、电磁兼容要求等等，以保证选择适当的拓扑。在电力电子技术教科书和开关电源书籍中只是概要地介绍几个基本的拓扑，分别说明这些拓扑工作的基本概念，输出与输入关系，和对元器件基本要求等等，而很少或没有指出该拓扑的长处和短处以及相应的应用场合。而在有关文献中讨论的拓扑就非常多，单就谐振变换器拓扑就有数百种。在如此众多的拓扑中，实际看到经常在产品中使用的拓扑只有
2、大约14种。为何有如此巨大差距？一个很重要的因素是作为电源商品，成本（军品另当别论）和质量作为第一目标。因此，选择的电路拓扑应当考虑到电路复杂性和是否成熟，该拓扑可能使用的元器件定额和是否易购，制造是否需要高级技术人员、特殊的测试设备、元器件是否严格筛选等等，应当从整个电源产品效率、体积、成本以及技术条件和规范综合因素考虑。因此尽管众多研究者为了提高电源效率，减少体积研究如何减少开关损耗，提高开关频率，提出如此多的拓扑，发明者申请了大量专利。这些拓扑和专利在理论上是有价值的，并存在应用的可能性，软开关PWM和有源箝位等技术都是从研究谐振，准谐振变换器发展而来的。这些新拓扑和专利在某一方面提出了
3、新的途径和方法，但也会带来某些方面的不足，作者和申请者不可能面面俱到。理论上先进就能做出最好产品，这是天真的想法。理论研究始终是探索性的，始终走在生产的前面；而产品是该领域研究最充分，经过若干因素折衷的实践产物。这也是理论研究与生产实际的差别。同时也是专利与生产力的距离。专利往往只是一个好主意（goodidea）,只是在某一方面有独创性，是否能转变为产品那就时另一回事。如果为了将效率提高1，而使得成本提高10，这是任何厂商不愿意做的。因此很少专利转变为生产力就不足为奇了。但是在体积、重量要求严格而批量小的军品则另当别论。决定拓扑选择的一个重要因素是输入电压和输出/输入比。图2.1示出了常用隔离
4、的拓扑相对适用的电压范围。拓扑选择还与输出功率，输出电压路数，输出电压调节范围等有关。一般情况下，对于给定场合你可以应用多种拓扑，不可能说某种拓扑对某种应用是绝对地适用，因为产品设计还有设计者对某种拓扑的经验、元器件是否容易得到、成本要求、对技术人员要求、调试设备和人员素质、生产工艺设备、批量、军品还是民品等等因素有关。因此要选择最好的拓扑，必须熟悉每种拓扑的长处和短处以及拓扑的应用领域。如果随便选择一个拓扑，可能一开始就宣布新电源设计的失败。八IL全桥;i半桥一:i双端正激I*I单端正激IiI推挽.丨|反激1丨丨IIfIII；a100101102103（V）图2.1各种隔离拓扑应用电压范围输
5、入电压。如果你要求输入24V,输出15V,2.2输入和输出如果输出与输入共地，则可以采用非隔离的BuckBoost共地变换器。这些电路结构简单，元器件少。如果输入电压很高，从安全考虑，一般输出需要与输入隔离。在选择拓扑之前，你首先应当知道输入电压变化范围内，输出电压是高于还是低于输入电压？例如，Buck变换器仅可用于输出电压低于输入电压的场合，所以，输出电压应当在任何时候都应当低于就可以采用Buck拓扑；但是输入24V是从8V80V（MILSTD704A），你就不能使用Buck变换器，因为Buck变换器不能将8V变换成15V。如果输出电压始终高于输入电压，就得采用Boost拓扑。如果输出电压与
6、输入电压比太大（或太小）是有限制的，例如输入400V,要求输出48V还是采用Buck变换器，则电压比太大，虽然输出电压始终低于输入电压，但这样大的电压比，尽管没有超出控制芯片的最小占空比范围，但是，限制了开关频率。而且功率器件峰值电流大，功率器件选择困难。如果采用具有隔离的拓扑，可以通过匝比调节合适的占空比。达到较好的性能价格比。2.3开关频率和占空比的实际限制2.3.1开关频率在设计变换器时，首先要选择开关频率。提高频率的主要目的是减少电源的体积和重量。而占电源体积和重量最大的是磁性元件。现代开关电源中磁性元器件占开关电源的体积（20%30%）,重量（30%40%），损耗20%30%。根据电
7、磁感应定律有U=NAABf式中U变压器施加的电压；N线圈匝数；A磁芯截面积；AB磁通密度变化量；f变压器工作频率。在频率较低时，AB受磁性材料饱和限制。由上式可见，当U一定时，要使得磁芯体积减少，匝数和磁芯截面积乘积与频率成反比，提高频率是减少电源体积的主要措施。这是开关电源出现以来无数科技工作者主要研究课题。但是能否无限制提高开关电源频率？非也。主要有两个限制因素：第一是磁性材料的损耗。高频时一般采用铁氧体，其单位体积损耗表示为(1)P=nfaBP式中n不同材料的系数；f工作频率；Bm工作磁感应幅值。a和B分别为大于1的频率和磁感应损耗指数。一般a=1.21.7;B=22.7。频率提高损耗加
8、大，为减少损耗，高频时，降低磁感应BmTm图2.2Buck变换器功率管电流、电压波形使得损耗不太大，违背了减少体积的目的。否则损耗太大，效率降低。再者，磁芯处理功率越大，体积越大散热条件越差，大功率磁芯也限制开关频率。其次，功率器件开关损耗限制。以Buck变换器为例来说明开关损耗。图2.2是典型的电流连续Buck变换器功率管电流电压波形图。可以看到，晶体管开通时，集电极电流上升到最大值时集电极电压才开始下降。关断时，集电极电压首先上升到最大值集电极电流才开始下降。假定电压、电流上升和下降都是线性的。可以得到开关损耗为P=丄UX(t+1)+UX(t+1)sT2rirv2didv=ULL(t+1)
9、2rd7式中t=t+t开通时电流上升时间与电压下降时间之和；t=t+t关断时电压上升时间与rrirvddidv电流下降时间之和。一般t+tdT/20。假定t=td=t开关时间。贝IrdrdsP=UIftsccs如果电流断续，只有关断损耗，开关损耗为P=0.5UIftsccs可见，开关损耗与频率、开关时间成正比。断续似乎比连续开关损耗少一半，但应当注意，在同样输出功率时，功率管电流至少是电流连续时的一倍，除了器件电流定额加大，成本增加外，导通压降损耗也增加。滤波电感磁芯工作在正激变压器状态，磁芯和线圈高频损耗也将大大增加。虽然，通过软开关技术可以减少开关损耗，但请注意，软开关总是利用LC谐振，谐
10、振电流（或电压）很大，谐振电流通过晶体管、电感L和电容C，这些元器件也是有损耗的。有时只提高效率12%,但电路复杂，元件数增多，成本增加，有时甚至得不偿失。目前用M0SFET开关的电源，功率在5kW以下，工作频率一般在200kHz以下BJT最高达50kHz3kW以上采用IGBT的最高30kHz。用M0SFET与IGBT（BJT）组合管最高也不超过100kHz。变换功率几十瓦，当然工作频率可以提高。此外，变换功率越大，电流电压越大，如果大功率管与小功率管相同的电流上升和下降速率，大功率管需要更长的开关时间。何况大功率器件芯片面积大，为避免电流集中降低开关时电流升降速率也增加了开关时间。可见，变换
11、功率越大，允许开关频率越低。如果你听说他的开关电源工作频率可达几个MHz，你得问问他的变换功率有多大？2.3.2占空度开关变换器的变换比（输出电压与输入电压比）太大或太小是有限制的。首先，变换器占空比（开关导通时间与开关周期之比）受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓扑中，占空比不能大于0.5。总之，通用PWM控制IC芯片通常不保证占空比能大于0.85；有些芯片在合理的工作频率下，也不保证占空比在0.05以下能以较小的损耗快速驱动MOSFET的栅极。例如，开关频率为250kHz,周期为4卩s，如果占空比是0.1,MOSFET的导通时间仅为0.4卩s，要是MOSFET的开通时间为0.1卩s，关断
12、时间也为0.1卩s，几乎大部分导通时间被过渡时间“吃”掉了，损耗加大。这就为什么变换功率越高，工作频率越低的原因之一。不管控制IC和高电流栅极驱动等等，只要不将占空比设计在最小0.1和最大0.8（对于0.5限制度变换器为0.45）之外，那就不必担心。如果采用的拓扑有变压器，变比可以调节占空度。但变比也有限制。如果变比太大或太小，初级与次级导线尺寸相差太大，线圈绕制发生困难。一般初级与次级匝比最大为10:1,最小为1:10。要是你需要由很低的电压获得高压，你是否考虑采用两级变换器或次级采取倍压电路提升电压。2.4 几个输出？紧接占空比的问题是多少输出。例如，如果不是1个输出，Buck是不适合的。
13、在有些情况下，可以加后续调节器得到另一个电压，实际的例子是用Buck变换器产生5V输出，再由线性调节器（或另一个开关）从5V输入产生一个3.3V输出。但相关的瞬态、噪声、损耗应满足要求。最坏的情况下，设计多个独立的变换器，而不是采用复杂的许多线圈的磁元件。在开始设计之前，你得考虑考虑，要是采用多输出变换器，或许节省了几块钱的控制IC，但可能花几十块钱做那个复杂的多线圈磁元件。在设计之前，首先应权衡磁元件、电路元件及附加成本，不要就事论事。2.5 隔离在设计前预先要知道次级与初级是否需要隔离。如输入由电网或高压供电，作为商品有安全规范（以及EMI问题）需要隔离的要求。典型的例子是输入与输出有50
14、0V交流耐压要求。你知道安全要求后，有些拓扑，像没有隔离的Buck,Boost等等将排除在外。2.6EMI在设计开始时就要想到EMI问题，不要等到设计好了再考虑EMI。有些拓扑可能有许多成功地避免EMI问题。如果是不隔离的系统，因为在系统中不涉及到第三根导线，如单独用电池供电，就没有共模噪声，这使你滤波变得容易。此外，某些拓扑就是比其他拓扑具有更多的噪声。区别在于某些拓扑在每个周期的部分时间与输入断开，引起输入电流的中断。如果输入电流连续，就没有陡峭的上升和下降沿，电流不会为零，就容易滤波。Buck变换器就是输入电流断续的一个例子，因为当开关打开时，输入电流为零。Boost变换器的电感始终接在
15、输入回路中，但输入电流是否连续取决于Boost是否工作在断续还是连续。作者建议大功率电源最好不要采用输入电流断续的拓扑，因为那些拓扑通常需要很花钱的磁元件。2.7BJT,MOSFET还是IGBT?拓扑选择与所能用的功率器件有关。就目前可以买到的功率器件有双极型（BJT）功率管，MOSFET和IGBT。双极型管的电压定额可超过1.5kV，常用1kV以下，电流从几mA到数百A；MOSFET在1kV以下，常用500V以下,电流数A到数百A；IGBT电压定额在500V以上，可达数kV,电流数十A到数kA。不同的器件具有不同的驱动要求：双极型晶体管是电流驱动，大功率高压管的电流增益低，常用于单开关拓扑。
16、在低功率到中等功率范围，除了特别的理由以外，90%选择MOSFET。理由之一是成本。如果产品产量大，双极性管仍然比MOSFET便宜。但是使用双极型功率管就意味着开关频率比MOSFET低，因此磁元件体积比较大。这样是否还合算？你得仔细研究研究成本。高输入电压（380V）时，或推挽拓扑加上瞬态电压要求双倍以上电压，选择功率管你可能感到为难，如果采用双极型管，你可以买到1500V双极型管，而目前能买到MOSFET最大电压为1000V，导通电阻比BJT大。当然，你可能考虑用IGBT，遗憾的是IGBT驱动虽然像MOSFET，而它的开关速度与双极型管相似，有严重的拖尾问题。可见，低压（500V）以下，基本上是MOSFET天下，小功率（数百瓦）开关频率
