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1、UCC28060中文资料为降低EMI减小BULK电容及其电压纹波，交互式PFC在功率大于300W 时具有明显优势，UCC28060即为此设计的新品，特点如下： 很容易作相位管理，仍满足轻载的效率标准。 两相都有由检测输出电压做的防止OVP故障的功能。 无需检测电流整形，简化了 PCB布局，提高了效率。 消除了输出整流器的反向恢复损耗，防止了 MOSFET导通时的冲击电流。UCC28060组成系统后具有下列优点： 低成本高效率，比单相CCM型更具有柔性。 输入滤波及输出电容电流互补对消。减小了纹波电流，减小了 EMI滤波器 的尺寸。 可用低成本升压二极管，不用R-C吸收回路。 改善了轻载效率，改
2、善了瞬态响应。此款控制器可用于200W-1000W的AC/DC。它扩展了 CRM的应用区间， 降低了成本，整个系统加入了布朗保护，输出的OVP、开环、过载保护，并有 软起动，相位错开检测及热关断保护。其共有16PIN，功能如下：AGND 6PIN。模拟地。外接模拟信号旁路电容，补偿元件及模拟信号的回 归点。然后以单一点接功率地，以隔开大电流的噪声。COMP 5PIN。误差放大器的输出。其为跨导放大器。此输出是一个高阻抗 源，接到电压调整器的环路补偿元件，即接于此端到GND。栅驱动输出的导通 时间正比于此端电压再减去125mV的偏移。在软起动中，COMP端被拉低，通 常仅工作在软起动之后。在故障
3、时，COMP端放电到0.5V以下。电路将以低的 COMP电压和短的时间重新起动，不要将COMP接到低阻抗源，这会使其出现 故障。CS 10PIN。电流检测输入，接到电流检测电阻和整流桥的负端。电流检测 电阻的回流端用独立轨迹接到模拟地。随着电流的增大，CS上的电压在增高， 变得更负。这个逐个周期式过流保护限制输入电流，它去关断两路栅驱动脉冲。 此时CS的电压会超出-200mV阈值，输出保持低电平直到CS端降回-15mv阈值。 电流检测信号被消隐100ns，跟随每个GD脉冲的下降沿。这个消隐滤除在电流 开关从MOSFET到升压二极管时的噪声。在多数情况下，没有附加电流检测滤 波器的要求，如果需要
4、可串一电阻，阻值在100Q以下，以保持精度。为防止过 负的电压在CS端出现，接在电流检测电阻到CS端可用一低值外部电阻，此电 阻小于100 Q以保持精度。GDA 14PIN。通道A输出驱动。GDB 11PIN。通道B输出驱动。外部以最短路经接到功率MOSFET的栅 极，若必须有较长的轨迹（长过12.6mm），即会出现振铃，串入5Q10Q电阻可 以克服之。HVSEN 8PIN。高压输出检测。UCC28060加入了安全的OVP,任何信号 失效都不允许输出电压升到安全电平以上。输出过压监视由Vsense和HVSEN 两者监视，其中之一超出合理的过压阈值即关断PWM。用两个端子监视过压提 供了庸余保护
5、和允许的偏差。HVSEN还可以用于使能及工作区域内的HVSEN 电压关断变换器的操作。选择HVSEN分压电阻比，应对过压和电源好阈值。决 不能降到0.8V以下，若将HVSEN拉到0.8V以下，会使UCC28060进入专门的 测试模式，这仅用于工厂测试。从HVSEN到AGND加一支旁路电容，滤除噪 声，并防止栅驱动噪声。PGND 13PIN。集成电路的功率地。栅驱动输出及VCC部分的公共端。然 后用独立线与AGND连接。PHB 4PIN。B路的使能端。它用于开启或关断B路升压变换器。当通道B 被禁止时，A通道即被命令导通。它帮助保持COMP电压在传输管理期间恒定。 PHB阈值随线路电压范围变化，
6、当PHB接到COMP时有最好的效率，PHB还 能由外部逻辑信号驱动，以便允许用户的相位调制。若禁止相位管理，可将PHB 端接到VREF端。PWMCNTL 9PIN。PWM使能逻辑输出。这是开路漏极输出，在HVSEN 好的区域内，其变为低电平。ZCDA和ZCDB输入在工作于两相时可以正确地 开关，除非PWMCMTL为高阻抗状态。TSET 3PIN。时间设置。PWM导通时间调节输入。从TSET到AGND接 一支电阻，设置导通时间与COMP电压比较，给出栅驱动输出的最小周期。VCC 12PIN。IC供电端。将此端接到14V21V的供电电源上，同时外接 0.1uf电容到PGND作旁路。它给器件内所有电
7、路供电，并能给出功率MOSFET 的栅驱动电流。VINAC 7PIN。AC电压检测输入端。在正常工作时外接电阻分压器。电阻 分压器从AC整流到GND。它检测输入电压范围，以设置斜波斜率，并作布朗 输出检测。在输入电压变化时，VINAC上的峰值电压达到阈值以上时，此时的 VINAC上的电压仍在布朗输出值以下，此因其滤波时间导致。器件进入布朗输 出保护模式。两输出驱动都被禁止。选择输入电压分压器比可得到所要的布朗保 护阈值及功率范围。选择分压器阻抗得到布朗输出的窗口值。VREF 15PIN。基准电压。外接0.1uf电容旁路到AGND。此6V基准可用 于外部其它部分的需要，能供出2mA电流。VSEN
8、SE 2PIN。输出电压检测端。将此端接到电阻分压器，分压器接到输 出电压。误差放大器基准为6V，选择分压器电阻比，得到所要的输出电压。其 接地端要用独立引线接到BULK电容输出，以得到最好的调整率和最低的噪声。 VSENSE可由开路漏极逻辑输出拉低，或用6V逻辑插入由一支低漏电流的二极 管去禁止输出，并减小VCC电流。如果VSENSE没有连接，则开环保护提供一 个内部电流源将VSENSE拉低来关断栅驱动输出。ZCDA 16PIN.ZCDB 1PIN。分别为两路的零电流检测输入端。此输入在电感电流变到0 时，可见到脉冲负沿。输入箝制在0V3V。信号通过串一支电阻来耦合。它可 限制电流在+/-3
9、mA。此端通过限流电阻接到应对升压电感的过0检测。电感线 圈必须连接以作过0检测。当电感电流为0时，ZCD输入必须降到1V以下的阈 值，以使栅驱动输出再次升起。当功率MOSFET关闭时，ZCD输入必须升到上 阈值1.7V以上，以给另一个下降的ZCD沿装备逻辑。 UCC28060内部等效电路见图1。图1 UCC28060的内部等效方框电路 UCC28060工作原理：UCC28060包括两个BOOST脉宽调制器的控制电路。BOOST的PWM功率变换电感中斜波电流正比于误差放大器上的输出电压决定的时间周期。每个功率 变换器关断功率开关直到电感中电流到0。检测此0电流输入(ZCDA、ZCDB)， 一旦
10、电感中电流到0，功率变换器又开始新周期。此ON/OFF周期产生一个三角 波电流，它由导通时间及输入电压设置，如(1)式。VINAC z Torj I PEA.K (t)=平均线路电流实际等于峰值线路电流的一半，见(2)式。VINACfVTOH在AC线路周期，Ton和L实际上是恒定的。结果三角波电流波形在每个开 关周期中都有一个平均值，其正比于整流线路电压的瞬时值。这个结构使得在线 路频率下呈现电阻输入的阻抗特性，并且接近单位功率因数。两个PWM工作在 180度的相位差，所以线路的纹波电流比单相的PFC减少一半。这种设计减小了 输入及输出端的纹波电流，减小了输入输出滤波器的体积。如果两个独立的功
11、率级导通时间匹配的话，最佳的相位平衡出现。电感值的 失配不会影响相位关系。 导通时间控制，最高频率限制，重新起动时段。栅驱动导通时间随误差放大器的输出电压变化，称作kt因子。T_，屋上方-wJ(3)此处，Vcomp是误差放大器的输出电压，125mV为调节的偏移。为补偿线路电压变化的影响改变增益时，KT在低线是高线的三倍。如(4)式。% 1-(4)为了在两相之间及单相工作时提供锯齿传输，KT增加2倍。J二 K-一在高线且为单相工作。K-二二 F_：在低线且为单相工作。为了箝制误差放大器的输出在4.95V，此值要少于125mV的调制偏移。限 制的导通时间如(5)式。F 卜、1 - 4，出(5)此导
12、通时间限制设在最大功率，此为变换器在给定电压水平送出的最大功 率。每相的开关频率由最小周期时间决定。如果电流在最小周期时间之前减到0， 导通时间就延迟，此为断续电流阶段。重新起动时间在所有情况下由重新起动两相保证。如果每相的ZCD输入没 有从高到低传输到200us，为防止电路工作在连续导通模式(CCM)，重起时间不 去触发开关导通，直到两相电流都到0。导通时间因子(Kth，Kths，Ktl，Ktls)和最小开关周期Tmin正比于由Rtset 设置的时间。此电阻从TSET到GND。由(6)(8)式给出：灼-mii 也丁在高线范围有效。卜F匕4J V在低线范围有效。 士? 二旧 此为最小开关周期。
13、Rtset合适的选值可以箝制最大导通时间Ton max。此时变换器工作在最小输 入线路电压及最大负载时。 自然式交互工作.在通常工作条件下，UCC28060由两相的A通道及B通道的电感电流相差 180度的相位关系，这减小了纹波电流(输入及输出)。相位控制功能不同于调制， A、B通道的导通时间是基于相位频率关系。这种自然的交互方法允许变换器实 现180度相移，而传导型工作对两相升压电感的偏差没有要求。结果，A、B两 相的电流均衡情况正比于电感值的偏差。最好的电流均衡可以在两个电感值相同 时实现。 容易的相位管理.在轻载条件下，由于小的负载电流仅有小的导通损耗，但有大的开关损耗。 它由MOSFET
14、的结电容放电导致。此时关断两功率MOSFET之一，减小开关损 耗，增加一点导通损耗。在保持功率水平之下，减小的开关损耗效果大于增加的 导通损耗，可以得到更好的效率。这个特点也是交互式PFC的优点之一，特别 在为了满足轻载功耗时。容易的相位管理功能允许用户关断一个功率级，以实现更高的效率。此时将 PHB端接到COMP端即可。基于理论分析和实践结果，UCC28060可预置相位 管理阈值，即可改善效率。根据COMP端的电压，很容易做相位管理。即根据 功率水平去关断B相，关断阈值与功率水平见表1。表1采用将PHB接到COMP的方法做相位管理PHB端还可以用外部逻辑信号驱动，做习惯性相位管理。若为禁止相
15、位管 理，可将PHB接到VREF端即可。 过零检测和谷底开关.传输型PFC电路中，MOSFET在升压电感电流过0时开启。由于升压电感 和MOSFET寄生电容的谐振，储存在MOSFET结电容中的能量可以回收以减少 开关损耗。进一步当整流输入电压少于输出电压的一半时，储存在MOSFET结 电容中的全部能量都可回收，实现零电压开关。加入一个附加延迟，MOSFET 导通时在谐振谷底处开启，用此方法将开关损耗减至最小。RC时间常数通常根据经验决定。但好的起始点等于谐振周期的25%。延迟 可以用一个简单的滤波器实现，如图2。因ZCD端内部箝制更精确的延迟可用 图3的电路。图2简单的RC延迟电路图3更精确的
16、延迟电路 布朗输出保护.随着线路均方根电压的下降，RMS电流增大，以保持输出电压恒定。布朗 保护可防止RMS输入电流超过安全水平。输入的RMS电压在VIN AC端检测， 当加到VIN AC端的电压降到布朗保护阈值时，PFC两输出驱动立即停止，变为 低电平。在布朗输出保护期间，COMP端被拉低，栅驱动输出要待到VIN AC电 压上升到阈值以上时才开始软起动。 安全的输出过压保护OVP。安全的OVP防止任何信号失效导致的输出电压超出安全水平。从输出电压 检测提供一个附加的应对OVP的保护。输出过压保护功能通过两个独立通道执 行。VSENSE和HVSEN变换器在检测出OV之后关断驱动。输出电压也可用环 路故障做OVP，当检测端
