《无变压器型光伏并网逆变器拓扑结构》由会员分享，可在线阅读，更多相关《无变压器型光伏并网逆变器拓扑结构（10页珍藏版）》请在金锄头文库上搜索。
1、1引言在光伏并网系统中一般会采用带变压器型的光伏并网逆变器。由于工频变压器的体积大、重量重且价格贵， 而带高频变压器型光伏并网逆变器的功率变换电路控制复杂，系统效率低。 为了解决这些问题， 国外一些学者提出了无变压器型的光伏并网逆变器。 这种无变压器型的拓扑不但节约成本， 而且能提高系统的效率。 图 1 为无变压器型光伏并网系统的结构框图。 由图可知，在无变压器的光伏并网系统中，由于没有变压器的隔离作用，电网与光伏阵列存在直接的电气连接， 而光伏阵列和地之间存在虚拟的寄生电容，因而就形成了由寄生电容、滤波元件和电网阻抗组成的共模谐振回路。 寄生电容上变化的共模电压在这个共模谐振回路中就会产生相
2、应的共模电流。图 1 无变压器型光伏并网系统的结构框图Key words:Firstly, no single-phase transformer type of topology, on the non-transformer type photovoltaic system common-mode currents generated a detailed analysis of the mechanism. Then use different methods of single-phase full-bridge non-transformer type topology of the
3、 common mode current, and a new topology is analyzed and simulation studies; then introduced a number of different three phase transformer topology structure, and do a simple analysis and simulation.Finally, single-phase and three phase topologies are analyzed and compared the difference.Single-phas
4、e and three phase transformer topology; PV Inverter; Common mode currentAbstract:无变压器型光伏并网逆变器拓扑结构的研究摘 要： 本文首先通过单相无变压器型拓扑结构的研究，对无变压器型光伏并网系统的共模电流的产生机理进行了详细的分析。 然后用不同的控制方法分析了单相无变压器型全桥拓扑结构的共模电流，并对一种新的拓扑结构进行了分析和仿真研究；接着介绍了几种不同的三相无变压器型拓扑结构，并做了简单的分析和仿真；最后对单相和三相拓扑结构的不同进行了分析比较。关键词： 单相和三相无变压器型拓扑结构；光伏并网逆变器；共模电流
5、No transformer-type photovoltaic inverter topologyFigure 1Transformerless PV system block diagram2.无变压器型单相光伏并网系统的共模分析2.1单相全桥逆变器的共模分析图 2 为无变压器型单相全桥逆变器的拓扑结构。文献1 对共模电流的产生原因进行了分析。具体过程如下：定义 Vpv 为等效光伏阵列的直流电压，Vao 、 Vbo 分别为全桥逆变器交流输出点 a 、 b 对直流母线 o 点的电压， VL 为滤波电感上的压降， Vcm 为寄生电容C p 上产生的共模电压， i cm 为共模电流， Vg 为电
6、网电压。以电网电流的正半周为例，在开关管S2、L1 、 Vg 和 C p 构成的回路以及由开关管S4、 L2 和 C p 构成的回路中，根据基尔霍夫电压定律，可列出共模谐振回路的电压方程：VaoVL1VgVcm0(1)VboVL2Vcm0(2)由于共模电流很小，因此可忽略它在滤波电感上产生的压降，即VL1VL 2 ，又因 Vg 为工频电网电压，所以Vg 在寄生电容上产生的共模电流一般也可忽略，而Vao 、 Vbo 为 PWM 控制的高频脉冲电压，共模电流主要由此激励产生。所以由式（1）、（ 2）相加可得寄生电容上的共模电压 Vcm 为：VaoVbo（3）Vcm2而流过寄生电容的共模电流i cm
7、 为：i cm C pdVcm（ 4）dt图 2 单相全桥拓扑结构Figure 2Single-phase full-bridge topology由（ 3）、（ 4）式可知，要想抑制共模电流，就必须使得Vcm 的变化率保持恒定，使Vcm 为一定值，也即使得a 、 b 点对 o 点的电压之和满足：VaoVbo定值（5）2.2单相全桥拓扑结构的分析拓扑结构框图如图2 所示。文献 2 分别采用单极性PWM 调制法和双极性PWM 调制法对单相全桥拓扑进行了仿真研究。但这两种不同的控制策略对共模电流的抑制效果相差很大。以下分别进行讨论。2.2.1 单极性 PWM 调制对图 2 所示的单相全桥拓扑采用单
8、极性PWM调制法控制时，在电网电流正半周内：当 S1、 S4 导通，而S2、 S3 关断时：Vcm0.5(VaoVbo )0.5(V pv0)0.5Vpv（ 6）当 S1、 S3 关断，而S2、 S4 导通时：Vcm 0.5(Vao Vbo ) 0.5(0 0) 0（ 7）负半周开关管控制顺序与正半周相似。由（6）、（ 7）式可知，在开关过程中，共模电压Vcm的幅值是变化的。因此，其共模电流很大，远远超过标准要求。图3 为其仿真波形，从上到下依次为逆变器输出电压Vab 、共模电压Vcm 和共模电流i cm 的波形。由图3 可知，在开关过程中共模电压Vcm 的幅值是在0 与 V pv /2之间变
9、化的。因此共模电流的值达到了数安倍，远远超过标准要求。图 3 单极性调制的全桥拓扑仿真波形V pv 400v, f sw 5kHZFigure 3 Unipolar modulation full-bridge topology simulation2.2.2 双极性 PWM 调制对图 2 所示的单相全桥拓扑采用双极性PWM 调制法控制时，在电网电流正半周内：当 S1、 S4 导通，而S2、 S3 关断时：Vcm 0.5(Vao Vbo )0.5(V pv 0) 0.5Vpv（ 8）当 S1、 S4 关断，而S2、 S3 导通时：Vcm0.5(VaoVbo )0.5(0Vpv )0.5Vpv（
10、 9）负半周开关管控制顺序与正半周相似。由（ 8）、（ 9）式可知，在开关过程中Vcm0.5Vpv ，所以 Vcm 近似为定值，共模电流也近似为零。可见，采用双极性PWM调制法来控制单相全桥逆变器能够有效地抑制共模电流。其仿真波形如图4 所示。从上到下依次为逆变器输出电压 Vab 、共模电压 Vcm 和共模电流 icm 的波形。由图4 可知，因共模电压Vcm 基本为一定值，所以共模电流 i cm 为毫安级。因此单相全桥拓扑结构的双极性调制法可有效地抑制共模电流。然而， 从图中可以看出，在整个电网周期内4 个开关管都以开关频率工作，这就会产生很大的开关损耗， 从而限制了系统的效率。 目前，双极性
11、调制的单相全桥拓扑的最高效率在 95% 左右 3 。图 4 双极性调制的全桥拓扑仿真波形V pv400v, f sw5kHZFigure 4Bipolar modulation full-bridge topology simulation由图 3 与图 4 比较可知，采用单极性PWM 调制方法的优点是输出滤波电感的损耗较低，缺点是共模电流不符合标准要求； 而采用双极性 PWM 调制方法的优点是共模电流为毫安级且很小， 符合标准要求， 缺点是输出滤波电感损耗较高。 因此为了既要使共模电流符合标准要求， 又能降低输出滤波电感的损耗， 就要研究新的拓扑结构来满足以上要求。 本文基于以上思路，提出一
12、种新的拓扑结构 4 。这种拓扑结构能满足以上要求。3. 新型单相拓扑结构的共模分析3.1拓扑结构产生共模电流的理论分析该拓扑的结构框图如图5 所示。从图中可看出，该拓扑结构是在单相全桥拓扑结构的基础上，在直流输入端接两个开关管S1 和 S2,其中 S1 为主开关管，而S2 为续流开关管。该拓扑结构采用单极性PWM 调制方法进行控制。由于在直流输入端接了两个开关管，所以与单相全桥拓扑结构相比，当采用单极性PWM 控制方法时， 共模电压的幅值不会发生变化。其共模分析的过程如下：开关管 S1 在整个开关过程中以开关频率调制，而S2 的控制信号序列与S1 相反； S3 在正半周内始终导通，负半周内以开关频率调制且与S2 的控制信号相同，而S4 的控制信号序列与 S3 相反； S5 在正半周内以开关频率导通，且与S2 的控制信号相同，负半周内始终S6S5在电网电流正半周内，当开关管S1、S3、S6导通时，共模电压Vcm0.5(VaoVbo )0.5(V pv0)0.5Vpv，而交流输出电压VabV pv ；当开关管S2、S3、S5导通时，电流经S3、S5、滤波器和电网回路续流，Vcm0.5(VaoVbo )0.5(0.5V pv
