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1、OLC放大器设计方法1各级电压增益的分配2电源电压的计算2下面是互补管T3和T4的选择以及R3,R4,R5的计算31)、T3、T4的选择。32）、R3,R4的确定33）、平衡电阻R5的确定34）、偏置电路的计算34）、推动级的设计45）、输入级电路的设计56）、反馈支路计算5音调控制电路的设计6信号在低频区72.信号在高频区9设计方法10前置级的设计11电路选择11场效应管共源放大器的设计12源极跟随器的设计12射极跟随器的设计13设计举例13OCL功率放大器设计举例13OLC放大器设计方法各级电压增益的分配a) 根据额定输出功率P0和负载阻抗RL，求出输出电压V0= (V0为有效值)。则整机
2、中频电压增益为Avm=V0/Vi=/Vi由于前置级对输出的噪声电压影响不大，一般增益不宜太高，通常选前置级增益Avm1=510。b) 对音频控制电路无中频增益要求，一般选音频控制电压增益Avm2=1。功率输出级电压增益则可通过控制总增益来确定，若其中频电压增益为Avm3.则要求：Avm1 Avm2 Avm3AvmOLC功率电路通常可分成功率输出级、推动级（激励级）和输入级3部分。电源电压的计算a)、为了保证电路安全可靠，通常使电路最大输出功率Pom比额定输出功率P0要大一些，一般取Pom=（1.52）P0。放大器的最大输出电压Vom应根据Pom来计算：因为考虑到管子饱和压降等因素，放大器的最大
3、输出电压Vom 总是小于电源电压。令，则称为电源电压利用率，一般取值范围为0.60.8，由此可得：式中，Ec为单边电源电压，取得Ec的计算值后，在国家标准扩音机电源电压系列中选取最接近的一种电源。b)、输出功率管的选择输出功率管应满足以下要求：V(BR)CEO2EcICMPCM0.2Pom+I0EC式中，V(BR)CEO为集电极发射级反向击穿电压，B表示反向。单位为V。ICM为集电极最大允许直流电流，C表示集电极，M表示最大。为Ec/RL壁纸的替代符号。PCM为集电极最大直流耗散功率。一般T1、T2射极电阻R1和R2去R1=R2=（0.050.1）RL；Io为静态电流，一般Io为2030mA.
4、在选管子时，T1,T2尽量对称，大功率管亥应考虑散热器的配置。下面是互补管T3和T4的选择以及R3,R4,R5的计算1)、T3、T4的选择。T3,T4分别与T1,T2复合，其承受的最大反相电压均为2Ec，最大集电极电流时T1,T2的最大集电极电流的1/。考虑到T3,T4的静态电流及电阻R3,R4引起损耗和饱和压降的影响，T3,T4的极限参数应满足下列条件V(BR)CEO2EcICMPCM式中，Pclmax为的比值，T3为NPN型，T4为PNP型，并使2）、R3,R4的确定已知T1,T2的输入电阻为ril=rbe1+(1+1)R1, ri2=rbe2+(1+2)R2,大功率管的rbe1 、rbe
5、2一般为10欧姆左右，并且，要让T3的射极电流大部分注入T1的基极。则R3=（510）ril=R43）、平衡电阻R5的确定已知T3,T4分别为NPN和PNP型，电路接法不同，所以两管的输入阻抗不相等，这会使加在两管基极的输入信号不对称，为了让T3,T4基极的输入信号对称，需要加平衡电阻R5以保证复合管输入电阻相等，因此，R5应满足R5=R3/ril。4）、偏置电路的计算已知VB4=VBE3+VBE1+|VBE4|设VBE3= VBE1=|VBE4|=0.7V可得VB3- VB42.1V又因为VCE9=VB3- VB4VBE9设VBE9=0.7V,则=3可得R8=2R9为了保证T9基极电压的稳定
6、，取IR8=（510）ICQ9/。若忽略IR8和Ib3的分流作用，则ICQ9ICQ5（ICQ5的计算见下面推动级的设计），故有,为了调节偏置电压的数值，R8可改用一固定电阻与可调电阻并联，使其并联值等于R8。因为T9对最大电流和耐压要求不高，可选用普通3DG型管。4）、推动级的设计a)、ICQ5的确定推动级为一甲类小信号放大器，为了保证信号不失真，要求：ICQ5一般取ICQ5（210mA，则b)、R6和R7的计算因为T9的偏置电路输出电阻很小，T5的直流负载主要是R6+R7（R7为直流负载，R6为该电路的有效负载），并且VB4-0.7V,由此可得R6+R7=从交流通道来看，R7与RL是相互并联
7、的。R7的值太小会损耗信号输出功率，太大则使R6减小。R6太小会使推动级的增益下降。一般取（R6+R7）/3R720RL确定R7后就可以确定R6.c)、自举电容C1的确定自举电容的取值依据是：在下，其容抗XC1VCE5max=2EcPCMEc*ICQ5一般取PCM=5Ec*ICQ55）、输入级电路的设计a)、差分管工作电流的确定输入级为一差分放大器，差分管T6，T7的集电极电流若太大，会增加管耗，并使失调电压和漂移增大；若太小又会降低电路的开环增益。一般选取IC6=IC7(0.52)mA, IC8=IC7+ IC6,T6,T7的值应高一些，两管的参数应尽量一致。b)、R10,R11和R12的计
8、算式中，VBE50.7V。为了使恒流源T8的工作点稳定，D1、D2的电流应满足IDIB8,IB8=IC8/8,一般取ID3mA，则式中，VD1=VD2=0.7VC)、T6,T7和T8管的选择T6，T7和T8应满足V(BR)CEO 1.2Ec ，PCM5PC=5(IC6EC), 6=7,并且T6，T7和T8的反向电流越小越好。6）、反馈支路计算差分电流引入电压串联负反馈，使其输入电阻提高，因此，基极电阻R15对该级 输入电阻影响很大。一般取R15=1547k另外，要使电录对称，要求R13=R15。由闭环增益Auf1+R13/R14,可得反馈电容C2应保证在fL时，其容抗XC2C3.图c 高音衰减
9、图b高音提升信号在低频区 由于C3的值很小，R4支路可视为开路。反馈网络主要由上半边起作用。并且UA741开环增益很高，放大器输入阻抗也很高，所以(虚地)，故R3的影响可以忽略。当电位器W2的滑动块移到A点时，C1被短路，其等效电路如图2所它与图a很相似，可以得到低频提升。现在分析图2所示电路的幅频特性：因为Z1=R1,Zf=所以 （1） （2）则 ,根据前边假设条件：R1=R2=R3=R,RW1=RW2=9R,C1=C2C3，则 =10，= 当时，即信号接近中频时，则有 当=时，则有 当=时，则有7.07 当时，则有10 综上所述，可以画出图3的幅频特性曲线.当f=fL2和f=fL1时（提升
10、量分别为3dB、17dB），曲线变化较大，称fL1和fL2为转折频率，在两转折频率之间曲线斜率为-6dB/倍频程，若用折线（图中虚线）近似表示曲线，则fL2 和fL2为折线的拐点，此时，低频最大提升量为20dB，即 （3）同样分析方法可知，当电位器W2的滑动端移到B时，可得到图4 所示低频衰减幅频特性曲线。转折频率为 最大衰减量为 （4）2.信号在高频区C1和C2对高频可视为短路，此时C3和R4支路已起作用，等效电路如图5所示，为了便于分析，将电路中Y形揭发的R1、R2和R3，变换成形接法的Ra,Rb和Rc，如图6所示。其中，R1=R2=R3=R。 由于前级输出电阻很小（300），输出信号Vo通过RC反馈到输入端的信号被前级输出电阻旁路，所以，RC的影响可以忽略，视为开路。当W1滑动端至C和D点时，等效电路如图7和8（W1的数值很大，所以可以视为开路）。通过幅频特性的分析，高频最大提升量为 （5）最大衰减量为 （6）高频转折率为 （7） （8）将音调控制电路的高、低频提升衰减曲线画在一起，可以得到如图所示曲线。在和之间，曲线按6dB/倍频程的斜率变化，假设给出低频处和高频处的提升量，又知,则 (9) (10)式9和式10中，提升量的单位应为dB,可见，当某一频率的提升量或衰减量已知时，式9，式10可以求出所需的转折频率，再利用
